在之前的文章中介紹了滯環電流模式控制的DCDC的實現和仿真建模過程：《國產滯環電流控制的無橋圖騰柱PFC介紹 第一部分》，而本文將介紹由滯環電流模式控制的PFC實現和仿真建模過程。就PFC的控制目的來說，都是控制流入電感的電流呈正弦并跟隨輸入電網的電壓。從實現的手段來看，CCM的平均電流模式，是依靠電壓電流雙閉環控制來實現，可見圖一所示。電流內環控制電感的平均電流，然后電壓環的輸出乘以電網電壓來產生電流內環的跟蹤指令。關于平均電流模式PFC的更多文章請看：

1，《平均電流模式控制的CCM PFC Part1》

2，《平均電流模式控制的CCM PFC Part2》

3，《降低單相PFC的ithd的幾個點子》。

（圖一 平均電流模式PFC的控制）

下圖是使用平均電流模式控制的PFC輸入電壓和電流波形：

（圖二 平均電流模式的輸入電壓和電感電流）

而CRM PFC的控制實現，則是讓電感電流的峰值呈正弦的包絡線，利用三角波的平均值和峰值的關系來實現輸入電流呈正弦。然后檢測電感電流過零電流信號（ZCD），利用這個標志位刷新開關周期。從控制模型來看，一樣是把電壓環的輸出乘以電網電壓得到電感電流的電流峰值設定，其控制模型可見圖三所示，下圖是CRM經典控制IC，ST的L6562的控制原理圖。

（圖三 CRMPFC的控制實現）

關于CRM PFC的更多文章請看：

1，《ON TIME 控制的CRM PFC 建模與仿真》

下圖是使用CRM控制的PFC輸入電壓和電流波形：

（圖四CRM PFC的輸入電壓和電感電流）

從兩種典型的PFC控制方式來看，不難發現如果把滯環電流控制的低端比較值設置到零，然后依靠閉環控制器去設置滯環比較器的低端比較值~高端比較值的大小，讓這個變化量呈現正弦變化，就可以讓電感電流從零開始增大到峰值，且峰值的包絡線跟上了正弦波形，這樣實現了CRM PFC的功能。可見圖五所示，具體的展示了CRM PFC的滯環控制實現。

（圖五 滯環電流CRM的PFC控制原理）

再來看滯環電流控制的CCM的實現，同理只需要讓滯環比較器的低端比較值~高端比較值同時跟隨正弦變化，就能實時的限制住流入電感電流，也就實現PFC的功能，可見下圖所示。

（圖六 滯環電流CCM的PFC控制原理） 

  在上文中介紹的滯環電流模式是可以實現CCM和CRM的PFC，下面我們來聊一聊具體的控制問題，我們先來看看數字控制平均電流模式所需要的幾個關鍵組件：

• 電壓環：用于控制輸出電壓穩定，低實時性。
• 電流環：用于控制電感電流平均值，高實時性，通常每個開關周期控制一次。
• 軟件鎖相環：用于跟隨電網電壓和相位，區分出圖騰柱無橋的PWM時序。
• 高速高精度ADC：用于采樣電感平均電流。
• 模擬比較器：用于限制開關周期電流，快速過流保護。
• 高精度PWM：產生高分辨率PWM控制開關管。

  從這幾個必備的組件來看，要實現一個平均電流模式無橋圖騰柱PFC的控制對控制器的要求還是挺高的。所以目前行業中一般也是使用TI的C2000系列DSP比較多，因為控制算法中不僅有高實時性的閉環控制器在運行，還要實時運行鎖相環和AC功率分析這些需要較多的三角函數和復雜數學計算的功能，另外為ADC的采樣進IIR數字濾波也需要較多的計算量。算力一般的MCU，較難勝任PFC的控制。作為對比，我們來看看華大HSA8000無橋圖騰柱PFC控制器的特性：

• 使用滯環電流模式控制：無需電流內環，所以提升了系統的響應速度。
• ADC的精度和轉換速度要求低 ：無需電流內環，所以無需采樣電感電流。僅對輸出電壓需要進行采樣，但是400V的PFC電壓通常不會需要很高的精度。
• 對電感量的偏移要求低：無電流內環，因為基于電感電流的紋波進行控制，所以電感量的參數偏移對控制影響不大。
• 環路濾波算法簡單：無需計算精確的電感平均電流。
• EMI性能更好：滯環控制的自然變頻。
• PWM分辨率要求低：PWM是由檢測電感電流的狀態機進行處理。
• 過流保護能力強：實時cycle by cycle比較器limits。
• 硬件鎖相環：硬件鎖相環鎖定電網頻率和相位，對CPU要求大幅度降低，釋放了很多計算資源。

所以華大半導體這個無橋圖騰柱PFC控制器，巧妙的應用滯環電流控制方法和片上模擬比較器，硬件鎖相環等外設，實現PFC功能的同時降低了對CPU的計算性能要求，同時也降低了系統成本。 

在之前的文章中我提到過這個控制器可以在正弦周期內自動的切換CRM和CCM，比如設置切換點為200V（PFC輸出電壓400V），那么當輸入電壓低于200V就能實現ZVS。當輸入正弦電壓繼續升高，那么就自然過渡到CCM模式。這樣可以在高壓輕負載時優化系統效率，讓大部分工況都落在CRM模式。當負載上升后就過渡到CCM，這樣解決了全程CRM模式在滿負載工作時電感紋波電流大，輸入差模電流大，輸出電容紋波電流大的不利影響了，可以說是把CRM和CCM的優點合二為一，這確實是一種創新。特別是在多臺機器并聯工作的系統中，可以把50%負載放在CRM模式，這樣在并聯工作時就能優化效率。

下圖展示了控制器實現這個功能的方法，可以看到在正弦波低于0.5*Vpfc處，控制器把滯環電流比較器的低端比較點設置為零了，然后通過調節低端到高端的比較值來限制電感電流。隨著電網電壓高于0.5*Vpfc就把低端比較點提升，讓電感電流進入連續模式。

(圖七 CRM和CCM的過渡點)

在正弦周期內插入了部分工作區域的ZVS范圍，自然對效率有提升。但是如果把這個功能在擴展一下，把低端比較器的值直接設置為負向值。讓電流反向流過電感為高頻開關實現ZVS后再開啟開關管，這樣就實現了TCM模式，TCM模式實現ZVS的原理可見下圖所示。

（圖八 TCM模式實現ZVS的原理）

我覺得原廠應該對這種控制方法進行深挖，如果能讓PFC全程工作在TCM模式，這樣使用普通硅管也能把PFC的效率做到非常的高。我想這一點對用戶是存在非常大的吸引力的，因為這個控制器是數字內核，所以里面的控制代碼是可以修改的，所以實現這一種控制方法應該是可行的。

在前幾個月我花了較多的時間在研究TCM的PFC在DSP里面的實現方法，能想到最簡單的實現是依靠預測控制加電感ZCD檢測，環路根據負載功率計算周期時間長度，然后等抓到電感ZCD后，在根據輸入/輸出電壓和COSS電荷來實時計算延遲關閉放電開關的時間長度，實現負向電流可控，最終實現TCM控制效果：（關于TCM控制的更多文章：《單相TCM PFC的原理、控制、仿真以及實現 Part1》）

(圖九TCM控制在TI DSP中的實現方法)

由電流內環控制TON的長度，在計算實現ZVS所需的負向電流的擴展時間tsr_ext，然后把tsr_ext寫入CPA，把tsr_ext+TON寫入CPB。當TON結束后，高端開關驅動依靠死區時間模塊互補產生。高端驅動TOFF開通后電感電流下降，依靠DSP里面的CMPSS里面抓電感電流的ZCD標志，然后靠ZCD標志重置TBPRD計數器，并重載周期。當PWM周期計數器的值大于CPA就開啟低端驅動TON，同時關閉TOFF。為了實現TCM控制，邏輯上還是比較的復雜。

(圖十TCM控制的負向電流算法)

如果使用華大半導體的HSA8000控制器就能很容易的實現TCM，在上文中已經反復提及了：只需把滯環電流低端比較值設為負值，再跟隨電網電壓來改變高端比較器的值即可。它是通過限制負向電流來的峰值大小實現ZVS控制，從實現的方法來看華大這個IC實現無橋圖騰柱TCM PFC要更容易一些。加上有硬件鎖相環的支持，用起來就非常省心和方便了，這也難怪它的周邊所需的物料很少。

前面介紹了PFC控制所需要的組件，下面來介紹由滯環電流模式控制的PFC的控制原理。首先是滯環電流控制的CRM PFC框圖，可見下圖所示，這種實現極其簡潔。沒有了電流內環，電壓環的輸出經過電網波形前饋后直接作用到電感電流，然后由PWM狀態機根據鎖相環得到的電網相位輸出對應的PWM。值得注意的是我增加了電網有效值前饋，這樣對系統的動態響應是有好處。

（圖十一 滯環電流模式控制的CRM PFC）

根據控制原理搭建閉環仿真模型，可見下圖所示：

（圖十二 滯環電流模式控制的 PFC功率框架）

控制邏輯部分：

模型運行：

（圖十四 滯環電流模式控制的CRM PFC仿真模型）

下圖是滯環控制的CCM PFC的控制原理，這種實現極其簡潔。沒有了電流內環，電壓環的輸出經過電網波形前饋后直接作用到電感電流，然后PWM狀態機根據鎖相環得到的電網相位輸出PWM。與CRM不同是輸出了電感電流的峰值和谷值用來做控制。

（圖十五 滯環電流模式控制的CCM PFC控制原理）

控制部分仿真模型：

（圖十六 滯環電流模式控制的CCM控制）

運行：

（圖十七 滯環電流模式控制的CCM控制）

小結：

本文簡單的介紹了滯環電流模式控制的CRM和CCM PFC的實現原理和仿真建模過程。也介紹了華大半導體的HSA8000無橋圖騰柱PFC控制器的優點和功能實現的原理，希望大家在應用此類控制器的時候能得心應手，手到擒來。必須要說的是本人能力有限，如果上文中有錯誤的地方還請多多包涵，希望能把錯誤之處告訴我，共同進步，謝謝。