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隨著車載OBC，便攜式儲能等應用的普及，在能量產生的部分和使用設備之間總是需要能量的雙向傳遞，所以在這些應用中需要一個雙向DC/DC變換器，基于對開關損耗的優化，對EMI的減小，高頻化等的需求，常用的雙向隔離的DC/DC變換器是對稱式的全橋CLLC變換器，通過本文我們簡單討論一下這個拓撲的工作原理。

一.應用背景

在典型的雙向DC/DC變換器中，移相全橋雙向變換器是其中的一種，但是其典型的特點是只能用于降壓應用，這會限制其應用場景。另外一種典型的雙向DC/DC變換器是boost全橋ZVS雙向DC/DC，它可以從低壓到高壓進行升壓轉換，也可以從高壓到低壓進行降壓轉換，但是其開關電壓應力非常大，需要增加吸收電路，造成效率的降低和電路復雜度增加。

LLC諧振變換器在開關損耗減小上非常具有優勢的，因為它原邊開關的ZVS特性，及副邊整流的軟換流模式，但是它只能用作單向的應用。在此基礎上發展出雙向的CLLC變換器，這個拓撲中，如果其變壓器匝比不是1，則其正向和反向的運行模式也是不同的，并且具有不同的原副邊諧振網絡。

這里我們以對稱式的CLLC為例，來討論這個拓撲的主要工作原理。

我們分析的拓撲如圖1，所示，原邊為逆變級，副邊為整流級，中間是一個對稱的高頻變壓器。

圖1 雙向全橋CLLC變換器

它是一個完全對稱的結構，能量通過原邊開關進行逆變，然后通過變壓器傳遞到副邊，并且起到電氣隔離的作用，副邊再進行整流，產生輸出電壓。由于變壓器的匝比設計為1：1，所以反向的運行和正向運行完全一致。

主要參數說明如下：

輸入電壓Vin為400VDC,輸出電壓Vo也是400VDC.

Lr1，Lr2為原邊和副邊諧振電感，其中也包含原邊和副邊的漏感.

Cr1，Cr2為原邊和副邊的諧振電容，和各自諧振電感產生高頻諧振頻率.

變壓器的磁化電感為Lm，其匝比為1：1.

功率流向，從左到右為供電模式，流向為正，從右到左為發電模式，流向為負。

二.功率級工作原理概要分析

在單個的開關周期中，這個變換器共有6種工作模式，模式1到模式6，其中模式1，2，3是對應于一組開關管，模式4，5，6是對應于另外一組開關管。另外，模式1和4為死區階段，模式2，和5為諧振和能量傳遞階段，模式3和6為諧振結束后的階段。

當原邊開關傳遞能量時，原邊主開關運行于逆變模式，我們這里僅討論副邊非同步整流的方式，即二極管整流模式，所以副邊mosfet整流器在整流時是關閉的，同步整流模式我們放到后續討論。

由于電路完全對稱，因此我們只分析一個能量傳遞方向，即從原邊到副邊的供電模式方向。能量從副邊到原邊傳遞的發電模式時，電路原理及效率，控制算法是完全一致的。

圖2 雙向CLLC的理想波形示意圖

三.工作模態詳細分析

接下來我們對每一個模式進行詳細分析，

模式1，即圖2中Ta和Tb之間，是Si1和Si2開通之前的死區狀態，這個狀態電流路徑圖如圖3所示。由于處在死區時間內，所有開關管都不導通，原邊不向副邊傳遞能量，原邊電流只有反向的磁化電流存在，這個磁化電流會對Si1和Si2的輸出寄生電容放電，由于輸入電壓是接在兩個半橋上，因此，磁化電流同時對Si3和Si4的輸出寄生電容充電，當磁化能量足夠大，將寄生電容放電完畢到0電壓后，磁化電流就會流過Si1和Si2的寄生體二極管，這就為接下來Si1和Si2進行零電壓開通ZVS創造了條件。

圖3 模式1電流路徑示意圖—死區

模式2，即圖2中的Tb到Tc之間，由于死區結束，Si1和Si2開關開通，輸入電壓施加在了電路原邊，所以原邊電流ip開始強制性的由負向正轉換，輸入端能量向輸出端傳遞，由于此階段中變壓器看到的是輸出端Vo的低阻抗，Lm的磁能線性建立，因此其不參與諧振過程。

圖4 模式2電流路徑示意圖—諧振

公式1，

在忽略死區時間的情況下，在此階段的原邊電流表達如公式1所示，Vcr1為Cr1諧振電容上的電壓，而VTr是變壓器兩端電壓。

其中初始電流ip（tb）可以由如下公式2表示，Ts為開關周期，

公式2，

在上述公式中，ip（b）實際上就是磁化電流的峰值的絕對值，可以由輸入電壓施加在諧振電感和磁化電感上來求得，注意這里需要去除掉諧振結束后到開關脈沖結束之間的一部分時間，而諧振電容上的電壓在半周期內的積分平均值為0，可以不予考慮。

此階段中，知道了磁化電流的起點，因此磁化電流可以由如下公式3表示，

公式3，

在此瞬時磁化電流表達式中，我們加上諧振電容電壓部分，im（tb）就是ip（tb），

在此階段中，原邊電流ip諧振到峰值然后下降，當下降到磁化電流值時，副邊電流is變為0，傳遞能量的這個階段就結束了。我們設想一種特殊情況，也就是變換器工作于諧振頻率fr下，這時候諧振結束剛好進入下一個死區階段，也就是開關脈沖結束。此時公式2中的Δ就是0。

圖5 模式3電流路徑示意圖—諧振結束后

原邊電流ip諧振到im磁化電流之后，此時諧振過程就停止了，功率就不再從原邊到副邊傳遞了，因此副邊電流由is變為0，輸出電容就不能由is來進一步充電了，在這個階段原邊電流

Ip等于im，磁化電流一直維持到Si1和Si2開關關閉。

在這個階段中，由于輸出和原邊部分是分離開來的，所以Lm是參與諧振運行的，它將形成諧振腔，由Lm，Lr1，Cr1組成。在這個模式下，ip原邊電流是跟隨im的，在電感值較大的情況下可以忽略諧振，否則原邊的電流ip可以表示如下式，

公式4

圖6 模式4電流路徑示意圖—死區時間

以上是階段d-e，這個階段同樣是一個死區階段，類似于模式1，在切換為Si3和Si4開關時，然而，對寄生電容充電和放電是和模式1中是相反的，此時對于Si3和Si4的寄生電容是放電，對于Si1和Si2的寄生電容是充電，原邊電流ip會流過Si3和Si4的體二極管，產生ZVS的開通條件。

圖7 模式5電流路徑示意圖—諧振階段

這個模式對應e-f階段，Si3和Si4開通，變換器開始從原邊向副邊傳遞能量，在這個階段中，由于輸入電壓Vin加在變壓器Tr1上的電壓為反向，所以原邊電流ip開始向反向的方向變化，實際上模式5顯示出和模式2一樣的運行特性，只是逆變開關由Si1和Si2變為了Si3和Si4而已。

公式5

原邊電流ip的表達式，如公式5所示。

公式6

此時im磁化電流可以表示為如公式6所示，注意，此處e開始時刻的磁化電流和原邊電流是一樣的。

圖8 模式6電流路徑示意圖—諧振停止階段

這個模式對應f-g階段，在模式5之后的部分時間，原邊向副邊傳輸功率的動作將截止，這時副邊的電流is變為0，因為這個階段的存在，所以副邊整流橋的體二極管So3和So4也是軟交互，這可以從典型波形中的io1和io3的電流波形可以看出，體二極管電流會在諧振結束后變為0，不會造成反向恢復問題。

公式7

類似于模式3，原邊的電流ip表達式如公式7所示。

綜上，上述簡要介紹了典型的雙向隔離DC/DC變換器的基本工作原理及典型工作波形，作為后續分析的基礎。

參考文獻：

Design Methodology of Bidirectional CLLC Resonant Converter for High-Frequency Isolation of DC Distribution Systems