同單管正激一樣這種電路最大的缺點是開關管上要承受2倍輸入電壓，比如在一些AC-DC應用中需要用到800V的MOS管導致性價比不高。

一般單管正激可以通過調(diào)節(jié)復位繞組的匝數(shù)來降開關管電壓應力，見下圖：

           圖12 不等復位繞組的單管正激

  如圖12將復位繞組設置為初級繞組的2倍，理論上MOS管承受電壓應力為

  Vds=Vin+Vin/2 =1.5Vin。

  實際上這種非等匝比繞組的漏感較難處理，因為漏感的存在MOS管還會承受一個尖峰電壓，見下圖仿真：

      圖13復位繞組耦合不理想引發(fā)尖峰電壓

  上圖13輸入電壓100V，MOS管電壓理論鉗位值為100*1.5=150V，但漏感引起了很高的尖峰電壓，所以實際電路還需增加RCD鉗位電路不僅降低了效率還增加了電路的復雜度。

  將之前的等效雙管電路稍作改進不但可以解決開關管的耐壓問題還同時解決了漏感問題。

  圖14 改進版等效雙管正激電路及原理分析

  如圖14所示，增加的輔助繞組相當于增加了一個獨立電源，鉗位電容上的電壓由原來的Vin變?yōu)閂in-Va，MOS管上的電壓應力也由2Vin變?yōu)?Vin-Va，而每個初級繞組上都有與之對應的鉗位電路使漏感能量得到有效吸收，仿真結果如下：

         圖15 改進版等效雙管正激波形

  仿真結果顯示這種改進后的等效電路達到了預期效果消除了由漏感引發(fā)的尖峰問題。

  由于不受漏感和工藝限制輔助繞組的匝數(shù)可以任意設計，這里取輔助繞組匝數(shù)為初級繞組的1/4，當輸入電壓為DC310V時得到如下仿真波形：

圖16 輸入電壓Vin=DC310V、 Va=Vin/4的仿真波形

對于直流310V輸入，MOS管承受的電壓Vds=550V。

對應的最大占空比公式為：

當前參數(shù)下Dmax=0.429。

另外如果輔助繞組電壓Va采用獨立可調(diào)電壓源則最大占空比將不受此限制，由于增加了電路的成本和復雜度這里不做過多探討。