前面我們談到反激變壓器的繞制方式對傳導的影響比較大，給出了相關的測試方法，可以給大家一個整改參考。那么這篇文章側重討論關于本次項目輻射整改的一些方式以及高頻磁元件設計誤區。

一、一些磁元件錯誤的概念

開關電源中高頻磁性元件的設計對于電路的正常工作和各項性能指標的實現非常關鍵。加之高頻磁性元 件設計包括很多細節知識點，而這些細節內容很難被一本或幾本所謂的“設計大全”一一羅列清楚。為了優化設計高頻磁性元件，必須根據應用場合，綜合考慮多個設計變量，反復計算調整。正由于此，高頻 磁性元件設計一直是令初涉電源領域的設計人員頭疼的難題，乃至是困擾有多年工作經驗的電源工程師的 問題。 很多文獻及相關技術資料給出的磁性元件設計方法或公式往往直接忽略了某些設計變量的影響，作了假設簡化后得出一套公式；或者并未交代清楚公式的應用條件，甚至有些文獻所傳達的信息本身就不 正確。很多電源設計者并沒有意識到這一點，直接套用設計手冊中的公式，或把設計手冊中某些話斷章取 義，尊為“設計綱領”，而沒有進行透徹的分析和思考，以及實驗的驗證。其結果往往是設計出來的高頻磁 性元件不能滿足應用場合的要求，影響了研發的進度和項目的按期完成。

1、 填滿磁芯窗口——優化的設計 很多電源設計人員認為在高頻磁性元件設計中，填滿磁芯窗口 可以獲得最優設計，其實不然。在多例高頻變壓器和電感的設計中，我們可以發現多增加一層或幾層繞組， 或采用更大線徑的漆包線，不但不能獲得優化的效果，反而會因為繞線中的鄰近效應而增大繞組總損耗。 因此在高頻磁性元件設計中，即使繞線沒把鐵芯窗口繞滿，只繞滿了窗口面積的 25％，也沒有關系。不必非得想法設法填滿整個窗口面積。 這種錯誤概念主要是受工頻磁性元件設計的影響。在工頻變壓器設計中，強調鐵芯和繞組的整體性，因而不希望鐵芯與繞組中間有間隙，一般都設計成繞組填滿整個窗口，從 而保證其機械穩定性。但高頻磁性元件設計并沒有這個要求。 一般變壓器打樣，窗口系數0.2左右。（具體看生產工藝）

2、 “鐵損=銅損”——優化的變壓器設計很多電源設計者，甚至在很多磁性元件設計參考書中都把“鐵損=銅損”列為高頻變壓器優化設計的標準之一，其實不然。在高頻變壓器的設計中，鐵損和銅損可以 相差較大，有時兩者差別甚至可以達到一個數量級之大，但這并不代表該高頻變壓器設計不好。 這 種錯誤概念也是受工頻變壓器設計的影響。工頻變壓器往往因為繞組匝數較多，所占面積較大，因而從熱 穩定、熱均勻角度出發，得出“鐵損=銅損”這一經驗設計規則。但對于高頻變壓器，采用非常細的漆包線作 為繞組，這一經驗法則并不成立。在開關電源高頻變壓器設計中，確定優化設計有很多因素，而“鐵損=銅損”其實是最少受關注的一個方面。 

3、 漏感=1％的磁化電感 很多電源設計者在設計好磁性元件后，把相關的技術要求提交給變壓器 制作廠家時，往往要對漏感大小要求進行說明。在很多技術單上，標注著“漏感=1％的磁化電感”或“漏感<2 ％的磁化電感”等類似的技術要求。其實這種寫法或設計標準很不專業。電源設計者應當根據電路正常工作 要求,對所能接受的漏感值作一個數值限制。在制作變壓器的過程中，應在不使變壓器的其它參數（如匝間電容等）變差的情況下盡可能地減小漏感值，而非給出漏感與磁化電感的比例關系作為技術要求。因為漏 感與磁化電感的關系隨變壓器有無氣隙變化很大。無氣隙時，漏感可能小于磁化電感的 0.1％,而在有氣隙 時，即使變壓器繞組耦合得很緊密，漏感與磁化電感的比例關系卻可能達到 10％。 因此，不要把漏感與磁化電感的比例關系作為變壓器設計指標提供給磁性元件生產商。否則，這將表明你不理解漏感知識或并不真正關心實際的漏感值。正確的做法是規定清楚可以接受的漏感絕對數值，當然可以加上或減去一定的比例，這個比例的典型值為 20％。

4、 漏感與磁芯磁導率有關系 有些電源設計者認為，給繞組加上磁芯，會使繞組耦合更緊密，可降低繞組間的漏感；也有些電源設計者認為，繞組加上磁芯后，磁芯會與繞組間的場相互耦合，可增加漏 感量。 而事實是，在開關電源設計中，兩個同軸繞組變壓器的漏感與有無磁芯存在并無關系。這一結果 可能令人無法理解，這是因為，一種相對磁導率為幾千的材料靠近線圈后，對漏感的影響很小。通過幾百 組變壓器的實測結果表明，有無磁芯存在，漏感變化值基本上不會超過 10％，很多變化只有 2％左右。 

5、 變壓器繞組電流密度的優化值為 2A/mm2～3.1A/mm2 很多電源設計者在設計高頻磁性元件時，往往把繞組中的電流密度大小視為優化設計的標準。其實優化設計與繞組電流密度大小并沒有關系。 真正有關系的是繞組中有多少損耗，以及散熱措施是否足夠保證溫升在允許的范圍之內。 我們可以設想一下開關電源中散熱措施的兩種極限情況。當散熱分別采用液浸和真空時，繞線中相應的電流密度會相差較大。 在開關電源的實際研制中，我們并不關心電流密度是多大，而關心的只是線包有多熱？溫升是否可以接受？ 這種錯誤概念，是設計人員為了避免繁瑣的反復試算，而人為所加的限制，來簡化變量數， 從而簡化計算過程，但這一簡化并未說明應用條件 。

6、 原邊繞組損耗=副邊繞組損耗”——優化的變壓器設計 很多電源設計者認為優化的變壓器設計 對應著變壓器的原邊繞組損耗與副邊繞組損耗相等。甚至在很多磁性元件的設計書中也把此作為一個優化 設計的標準。其實這并非什么優化設計的標準。在某些情況下變壓器的鐵損和銅損可能相近。但如果原邊 繞組損耗與副邊繞組損耗相差較大也沒有多大關系。必須再次強調的是，對于高頻磁性元件設計我們所關 心的是在所使用的散熱方式下，繞組有多熱？原邊繞組損耗=副邊繞組損耗只是工頻變壓器設計的一種經驗規則。 

7、 繞組直徑小于穿透深度——高頻損耗就會很小繞組直徑小于穿透深度并不能代表就沒有很大的高頻損耗。如果變壓器繞組中有很多層，即使繞線采用線徑比穿透深度細得多的漆包線，也可能會因為 有很強的鄰近效應而產生很大的高頻損耗。因此在考慮繞組損耗時，不能僅僅從漆包線的粗細來判斷損耗大小，要綜合考慮整個繞組結構的安排，包括繞組繞制方式、繞組層數、繞線粗細等。 

二、輻射整改措施

先看一下本次項目未整改前的輻射：

垂直方向上雖然都在基線一下但是余量不夠，主要表現在40~50MHz，60~90MHz頻率段，這些輻射量根據經驗應該是屬于MOS管、副邊肖特基二極管、回路環流等較高的dv/dt所致，這會是我們整改的主要目標。具體的優化措施如下：

1、Y電容回路影響

不同Y電路回路，垂直方向輻射相差6db以上。

原因分析：Y電容將流過變壓器的共模電流旁路為差模電流以改善EMI，該回路為輻射干擾源，回路面積越小越好，面積越小EMI越好。

2、RCD回路影響

不同RCD吸收回路布線，垂直方向輻射相差10db。

原因分析：主開關管漏極為強干擾源，RCD吸收用以減弱磁干擾量，RCD越靠近漏極，輻射量越小。

3、半導體供應商工藝水平

不同型號輸出肖特基、MOS管，垂直方向輻射相差3db。

原因分析：在電流連續模式下，輸出二極管反向恢復特性不同，di/dt輻射量不一樣。

4、Cds電容

主開關管是否并聯Cds電容，垂直方向輻射相差3db以上。

原因分析：Cds可減緩開關管的dv/dt，減小輻射量。

5、輸出共模匝數

輸出是否有合適的共模電感，垂直方向輻射相差6db

原因分析：輸出共模電感可以有效阻礙共模干擾電流通過輸出線向外輻射能量。

相關觀點：【具有特殊性】

輻射起始位置超標，是電源很常見也很不好整改的點，其他地方增加MOS驅動電阻，Vcc二極管并聯電容，MOS管并電容，使用雙Y電容都可以得到改善。

80~100MHz是由次級二極管導致，可以調整次級RC吸收，在二極管溫升允許的條件下，減小次級電壓尖峰；還可以改變Y電容路徑阻抗，減小Y電容容值，Y電容串磁珠、電阻等。

整改結果：

本文所涉及的知識僅僅是拋磚引玉的作用，畢竟磁設計和輻射整改具有一定的特殊性，不同的結構需要根據不同情況去考慮，在此提供一些參考希望對大家有幫助。