前面我們討論了反激變換器的計算以及仿真驗證，那么我們的標題就是低功耗目標，如何去實現就是我們這篇文章需要體現的重點。

一、低功耗行規

   世界各地的能源機構都對不斷增長的電力消耗和可用的可交付能源數量感到擔憂。 世界電網最大的需求之一來自外部電源（EPS）； 其中包括筆記本電腦適配器以及手機和平板電腦 USB 充電器/適配器。 便攜式電子產品用戶每天可能使用兩到三個 EPS。  

   為了幫助節約能源和減少浪費，這些機構制定了倡議和立法，以迫使電源設計人員開發具有更高效率和更低待機功耗的離線電源。 EPS 最受歡迎的標準是歐洲行為準則 (CoC) EPS V5 Tier 2 能效標準和美國能源部 (DoE) EPS VI 級能效標準。 CoC 標準是自愿的； 然而，歐盟 (EU) 的大多數電源制造商都在確保他們的設計無論如何都滿足其要求。 DoE 效率標準是強制性的。

   某些電器，尤其是那些插入交流電源的電器，即使在您表面上將其關閉后仍會繼續耗電。事實上，家庭消耗的能源中有 5% 至 15% 來自電器待機電源。節能技術有助于將待機功耗保持在零功耗水平，同時始終連接到 Wi-Fi®，這將是下一代設備的主要趨勢。

   國際電工委員會 (IEC) 62301:2011 規定了在待機和相關低功耗模式（關閉模式和網絡模式）下測量電能消耗的方法。這些方法適用于電壓范圍全部或部分介于100VAC和250VAC（單相產品）和130VAC和480VAC（其他產品）之間的電氣產品。 IEC 62301:2011 的第 4.5 條將小于 5mW 的測量歸類為零功率，這現在是零功率營銷活動的基礎，作為電子設備和電器中空載待機功耗的目標。符合此 IEC 要求的產品可以獲得零功率標簽。

   表 1 和表 2 列出了低電壓/低功率 EPS 的 CoC 和 DoE 備用電源要求。 您可以看到歐盟的自愿性規范比 DoE 的強制性規范要嚴格一些。 在這個功率范圍內，設計人員通常使用反激式轉換器作為離線電源轉換器。 具有更高集成電路 (IC) 待機電流的更傳統的固定頻率脈寬調制 (PWM) 控制器將難以滿足任一規范。 單獨啟動這些較舊的 PWM 控制器時，涓流充電自舉電阻引起的功耗可能會導致設計無法滿足備用電源要求。

二、目前控制器現狀

這些轉換器中使用的一些廣泛采用的創新包括：

1) 谷值開關或準諧振開關，以減少開關損耗和 EMI 濾波。

2) 可變頻率控制，可降低部分輸出功率水平下的開關損耗，這對于降低待機功耗尤其重要。3) 高頻操作，減小了磁性元件的尺寸。

4) 減少零件數量和成本的磁反饋與光反饋。 這也稱為初級側調節 (PSR)，這意味著系統的電壓參考位于電源初級側的 PWM 控制器內。

5) 基于初級的輸出電流控制——通過了解初級側開關電流和變壓器電流的時序，可以獲得準確的輸出電流限制。

6) 前饋輸出補償，也稱為電纜補償，可改善將電源連接到負載的電阻電纜末端的輸出電壓調節。

圖3

常見低功率 AC/DC 反激式轉換器的基本組件如圖 3 所示。 電源的關鍵元件是：

1) 反激變壓器，包括初級繞組、次級繞組和用于為初級控制電路供電的自舉或輔助繞組。 輔助繞組電壓還包含有關輸入和輸出電壓以及輸出整流器導通時間的信息。 變壓器在初級和次級電路之間提供電壓轉換和電流隔離。

2) PWM 控制器和電源開關。 控制器使用峰值電流和頻率控制進行調節，并需要一種在首次施加線路電壓 (VAC) 時啟動的方法。

3) 在許多非 PSR 反激式中，TL431 和光耦合器為控制器提供參考和放大/濾波反饋信號。 當必須在初級和次級域之間保持電流隔離時使用光耦合器。

三、待機損耗分析

   許多電源，尤其是那些用于消費類應用的電源，會在待機模式下花費大量時間。 24/7 全天候插入墻壁，等待需要“醒來”并做自己的事情。 需要立即準備好從空載或接近零負載狀態節流到滿載狀態，這導致了待機能耗的持續水平。 構建一個能夠處理 mWatts 到 Watts 負載范圍同時最小化增加 mWatts 的電源是一個挑戰。

1、功耗的分類

與開關工作無關的損耗：

1）無功電流造成的損耗

2）啟動損耗

2、與開關工作有關的損耗

具體的有哪些損耗我們通過實例來分析：

1、輸入部分的損耗

從具體例子中我們看到分為兩種情況，對于大功率ACDC變換器而言，我們常用左邊電路拓撲，在待機過程中X電容泄放電阻、RT損耗、共模電感造成的損耗都會記入待機功耗之中。

2、啟動損耗

該損耗目前市面上有很多控制IC已經進行內部集成了，可以避免因啟動造成的損耗

3、與開關有關的損耗

這個不難想到——MOSFET，根據公式：

但是目前市面上的IC控制器都具有輕載BURST模式，空載頻率可以降低到20KHz左右，能夠極大減小MOS管在空載時的損耗。

4、鉗位電路的損耗

鉗位電路也分為低功率段和高功率段，一般而言高功率段采用左邊吸收電路，低功率段采用右邊帶有TVS二極管電路。主要損耗還是來自于RC放電回路的損耗，尤其在空載時，每一次開關均會產生損耗。

從波形中看到，采用TVS二極管的電路電容器上的紋波比較小，那么所帶來的損耗也是較小的，但是在大功率場合，TVS管需要承受較大功率，會增加其體積以及溫升也比較高，所以中小功率可以嘗試該方法來減小空載功耗。

5、供電繞組的損耗

在待機過程中，輔助繞組任然會為控制IC供電以達到隨時準備啟動，其待機電壓過高會導致IC損耗加大，所以一定要控制電壓在合適水平。

6、變壓器相關損耗

由于待機時有效工作頻率很低，并且一般限流點很小，磁通變化小，磁芯損耗很小，對待機影響不大，但是繞組的影響不可忽略。

1）變壓器繞組引起的損耗

該層間繞組所產生的的分布電容會引起MOS管開啟時的電流尖峰，如圖

該尖峰的大小受到層間電容大小的影響，層間電容越大，電流尖峰越高，有公式：

那么咋解決這個問題呢，我們可以在層與層之間增加膠帶來降低分布電容：

7、輸出鉗位電路損耗

在輸出端一般是肖特基二極管，為了改善EMC特性，我們一般會增加RC吸收其尖峰，所以RC也會帶來損耗

具體損耗波形如下：

8、輸出反饋部分的損耗

其實根據實際經驗，反饋環節的損耗尤為重要，第一他決定了空載環路的穩定性，空載環路要是不穩定，就算你的IC具有burst模式，打的脈沖數量有時多有時少的話，也會帶來空載功耗偏高的情況，第二反饋環路的器件、RC電路持續工作，就算有BURST模式，反饋環路的電壓均為輸出電壓，所帶來的損耗是持續性的。

通過實際調試發現，TL431以及光耦的性能決定了最終空載功耗的大小。原因如下：

1）選用高CTR光耦，如PC817B/C/D，光耦CTR越大也就說明可以加大RLED來減小流過光耦的電流，那么響應光耦的損耗就減小了；

2）選用低電流工作的431，目前市面上有一款TI的ATL432基準電源IC，其封裝與TL431PIN對PIN，其工作電流僅uA級別，所以可以取消偏置電阻帶來的損耗，而且ATL432的基準電流也很小，可以增大采樣電阻，減小流入電阻的電流，從而減小損耗。

具體參數如下：

本次項目也采用了PC817B+ATL432的反饋回路，能夠將空載功耗降低至0.1W以內，具體實測如下：

文末我會將原理圖以上傳，歡迎大家下載。