內容比較多，一篇文章肯定是敘述不完的，每篇文章都有相應的重點，本次設計會從項目出發，從理論計算一直到產品認證的具體過程進行講述，如有疑問歡迎大家在評論區留言！ 

一、技術要求 

   反激電源我想大家并不陌生，基本原理相信大家都已經了解，今天所設計的反激開關電源與以往的反激電源具有不一樣的特性，常說的空載功耗都是在無負載條件下滿足能源之星、CEC&MEPS的要求，具體如下表。

   但是由于目前競爭能力以及出口產品要求嚴格，很多產品需要將其待機功耗做到0.1W以內，給工程師提出了更高的要求。還有過功率需求，一般而言2倍過功率僅需持續ms級別，但本文所設計的反激變換器2倍過功率可以持續8分鐘左右，設計難度會相對而言較高。具體設計參數如下：

1.輸入電壓：90~120/220~264Vac，頻率：50/60Hz；

2.雷擊浪涌：±1kv、60A冷起@230Vac；

3.漏電流：<0.75mA@230Vac；

4.效率（四點平均）>87%；

5.待機功耗：<0.1W；

6.輸出電壓：33V；

7.輸出電流：4A（額定150W）8A（過功率300W）持續8分鐘停12分鐘；

8.R&N：330mVp-p;

9.保護：過流/短路/過壓/過溫；

10.工作溫度以及濕度：-20~40°C/20~90RH，無凝露；

11.儲存溫度以及濕度：-20~40°C/10~95RH，無凝露；

12.安規：62368/GB4943.1等（海拔5000米以下）；

13.耐壓以及絕緣：輸入對輸出3.6KV/輸入對地2KV/輸出對地1.5KV；

14EMC：EN55032 ClassB/GB/T9254/EN61000-4-2,3,4,5,6,8,11/FCC Part15;

15尺寸：80*110*30（mm）；

16價格：含稅50RMB以內

二、控制類型

   原邊控制反激系列采用變壓器繞組的方式來采樣電壓，所以無需光耦合器和副邊電壓采樣電路，可極大減少元器件的使用數量，縮小方案尺寸。但也正因為采用變壓器耦合方式，所以其調整率的精度會遜于副邊控制，而且副邊二極管的壓差也會導致輸出電壓與采樣電壓不吻合。同時，原邊控制的動態性能也不如副邊控制。通常情況下，低功率（<10W）且精度要求不高的應用可優先選擇原邊控制，而大功率應用推薦使用副邊控制。

   本次項目所選用控制類型為副邊控制反激變換器。

三、反激模式選擇

   反激變換器一般會有三種工作模式：DCM、BCM、CCM，每種模式都有各自的優勢，一般大部分反激在滿載時都是CCM，小功率反激變換器也基本用DCM。

1、CCM效率高于DCM，導通和關斷損耗比DCM小，變壓器在相同的峰值磁通下，CCM的損耗低于DCM。

2、DCM沒有反向恢復問題，但是反激輸出如果可以用肖特基，則CCM也可以。

3、在相同輸入電壓、功率、相同磁芯、相同占空比的情況下，DCM下的峰值電流大于CCM，所以di/dt也大于CCM。

4、在相同輸入電壓、功率、相同磁芯、相同占空比的情況下，DCM的磁通密度變化量大于CCM，則磁損也大于CCM。

5、反饋回路DCM好調些，由于電流始終會歸零，沒有右半平面零點的問題。

   我們在了解模式的時候一定要清楚我們的項目指標，2倍過功率持續8分鐘，在此條件下模式選擇決定了樣機是否能抗住這8分鐘，我們都知道在低壓滿載條件下如果設計到CCM模式那么原邊電流會很大導致MOS、變壓器溫升較高，可能不能滿足安規需求；如果設計DCM模式，那么高壓輸入條件下峰值電流會很高，導致過流點很高，在設計模式時我們需要根據實際情況來考慮。

四、參數計算

設計步驟如下：

   反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續模式（CCM）和電感電流斷續模式（DCM）。 兩種模式各有優缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關特性，次級整流二極管零電流 關斷，因此不存在 CCM 模式的二極管反向恢復的問題。此外，同功率等級下，由于 DCM 模式的變壓器比 CCM 模式存儲的能量少，故 DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較 CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的 RMS 增大，這將會增大 MOS 管的導通損耗， 同時會增加次級輸出電容的電流應力。因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的 場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓 小電流輸出的場合。

   對 CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而 DCM 模 式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負載條件同時決定的，這使得 DCM 模 式的電路設計變得更復雜。但是，如果我們在 DCM 模式與 CCM 模式的臨界處（BCM 模式）、 輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設計 DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡 單化。于是，無論反激變換器工作于 CCM 模式，還是 DCM 模式，我們都可以按照 CCM 模式進行設計。

   對于 CCM 模式反激，當輸入電壓變化時，變換器可能會從 CCM 模式過渡到 DCM 模 式，對于兩種模式，均在最惡劣條件下（最低輸入電壓、滿載）設計變壓器的初級電感 Lm。 對于 DCM 模式變換器，設計時 KRF=1。對于 CCM 模式變換器，KRF<1，此時，KRF的 取值會影響到初級電流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會越 小，然而過小的 KRF會增大變壓器的體積，設計時需要反復衡量。一般而言，設計 CCM 模 式的反激變換器，寬壓輸入時（90～265VAC），KRF取 0.25～0.5；窄壓輸入時（176～265VAC）， KRF取 0.4～0.8 即可。 

   開關電源設計中，鐵氧體磁芯是應用最廣泛的一種磁芯，可被加工成多種形狀，以滿足 不同的應用需求，如多路輸出、物理高度、優化成本等。

   實際設計中，由于充滿太多的變數，磁芯的選擇并沒有非常嚴格的限制，可選擇的余地 很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應商給出的選型手冊進行選型。

   通常，當繞組線圈的比較長時（>1m）,線圈電流密度取 5A/mm2；當繞組線圈長度較短時，線圈電流密度取 6～10A/mm2。當流過線圈的電流比較大 時，可以采用多組細線并繞的方式，以減小集膚效應的影響。

   反激變換器在 MOS 關斷的瞬間，由變壓器漏感 LLK與 MOS 管的輸出電 容造成的諧振尖峰加在 MOS 管的漏極，如果不加以限制，MOS 管的壽命將會大打折扣。 因此需要采取措施，把這個尖峰吸收掉。

   反激變換器設計中，常用下圖所示的電路作為反激變換器的鉗位吸收電路（RCD 鉗位吸收）。

   RClamp 由下式決定，其中 Vclamp 一般比反射電壓 Vor 高出 50～100V，LLK 為變壓器初級 漏感，以實測為準。

五、環路分析

   開關電源系統是典型的閉環控制系統，設計時，補償電路的調試占據了相當大的工作量。 目前流行于市面上的反激控制器，絕大多數采用峰值電流控制控制模式。峰值電流模式反激 的功率級小信號可以簡化為一階系統，所以它的補償電路容易設計。通常，使用 Dean Venable 提出的 Type II 補償電路就足夠了。

   純手工打造不容易，如果覺得有幫助請給予支持，謝謝！！后續還會來帶來該項目的基于Simplis仿真分析驗證、原理圖、PCB、生產工藝、EMC等相關內容，擬在打造完整產品過程，我們一起進步。文末資料記得下載，絕對有用！！