先搭建一個非線性電感模型，見下圖：

                         圖1-3 非線性反激變壓器（電感）模型

圖中變壓器電感分別由600uH、200uH兩個電感串聯(lián)構成，假設當電流大于1A時600uH電感飽和（飽和后600uH電感自成回路），電路的總等效電感由800uH跳變至200uH。根據(jù)這個模型做的仿真如下：

                                        圖1-4 輕、重載非線性反激仿真對比

見上圖仿真，當輕載電流小于1A時電路中等效電感為800uH，重載時當電流大于1A后等效電感變?yōu)?span>200uH。連續(xù)模式時感量不影響輸出電壓所以輸出不變。

這里只有兩個電感串聯(lián)比較簡單，當模型取多組電感串聯(lián)后可模擬出接近真實的非線性曲線。目前需要確認的是這個模型是否準確，能否用來模擬非線性電感？

如果上述模型正確的話可以設計一個從輕載到滿載全程CCM模式的反激電源，

                                      圖1-5 全負載范圍CCM模式

上面仿真中選取可飽和電感20mH（假設0.5A飽和），功率電感400uH，PWM占空比恒定不變，從輕載到重載開環(huán)情況下輸出都為12V不變。

模擬這種定占空比全負載范圍CCM模式電路上電及負載跳變時的動態(tài)特性如下：

                                           圖1-6-1 非線性變壓器反激動態(tài)特性

上圖為負載70W-0.5W-70W跳變，從仿真結果看動態(tài)特性很差。這里占空比始終沒有改變所以動態(tài)特性應該不是受“非線性”因素影響的，估計是由20mH可飽和電感工作于深度CCM模式造成的。

在保證全程CCM模式的前提下降低飽和電感的飽和門限（仿真中設置為50mA），并在飽和電感旁并聯(lián)一個電容，電路的動態(tài)特性將得到極大改善，結果如下：

                                 圖1-6-2 非線性變壓器反激動態(tài)特性1

這或許說明飽和電感在電路中只充當輔助器件的效果更佳。

可變電感的想法最初源自于軟開關，如果在恒定輸入、恒定負載條件下是很容易實現(xiàn)高效軟開關的，但在全電壓、全負載范圍目前好像還沒有哪種軟開關拓撲能做到全程軟開關，如果讓輕載也實現(xiàn)軟開關的話則重載時就會產(chǎn)生過高的無功功率（環(huán)流）。

如果有了可控可變電感（或可控可變電容）那么全程軟開關應該就有機會實現(xiàn)了。

在古老的磁飽和穩(wěn)壓器控制方案中，有這樣的方式，即利用用一只可控硅導通角控制變壓器的一個反方向線圈電流大小，從而改變變壓器磁通量大小，從而調(diào)節(jié)飽和點位置。。。。

這也是一種可變電感方式

首先用Qr反激電源來做測試驗證，參照之前分析LLC電路采用的方法將Qr反激的各段波形進行組合繪制出其工作波形并同Saber仿真對比如下：

                                               圖1-7-1 Qr模式重載波形對比

參數(shù)：Don=0.35，Lp=100uH，Cqr=26nF，Ro=2，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。

                                                 圖1-7-2 Qr模式輕載波形對比

參數(shù)：Don=0.0625，Lp=280uH，Cqr=26nF，Ro=44.3，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。

通過波形對比可以驗證計算公式是準確的，也可以實現(xiàn)輕載到重載都為定頻Qr模式（始終第一谷底導通）。上面的仿真和計算尚未達到最低谷底點，如果再增加谷底導通這一約束條件則能解出不同輸出功率下對應的唯一占空比和唯一電感量值。（仿真和計算都忽略了漏感的影響，參數(shù)中MOS管并聯(lián)的電容Cqr值似乎有些大）

按上述參數(shù)及谷底導通約束條件繪制的電感/占空比和功率/占空比關系曲線如下：

                      圖1-8 定頻Qr模式占空比與電感量、輸出功率的關系

下一步如何在電路上實現(xiàn)這個非線性電感及控制方案有些棘手了。

嘗試非線性磁芯在Qr反激上的應用，先假設一個磁芯其感量和電流的關系如下：

                                  圖1-9 假設一個非線性電感

將此電感應用于Qr反激上的仿真結果如下：

                         圖1-10 非線性磁芯應用于反激從輕載到重載波形

當采用不可控非線性電感時隨著占空比增大（負載加重）導通時刻會逐漸偏離谷底，如果仍然期望谷底導通則需要更陡峭的L/I曲線或者是降低開關頻率，帶來的副作用是峰值電流會變高。

增加一個可控電流源，將電路改進成可控電感式Qr反激，如下：

                         圖1-11-1 可控電感Qr反激電路

其中不加控制電流時的L/I曲線規(guī)律近似如下：

                圖1-11-2 可控非線性電感

此電感（變壓器）匹配可控電流源在不同占空比下的波形如下：

                                    圖1-11-3  Qr反激可控電感仿真波形

上圖中左圖可控電流源0A、占空比0.05，中圖可控電流源1.2A、占空比0.15，右圖可控電流源3.8A、占空比0.33。

從仿真結果看當采用可控電流源后可以實現(xiàn)定頻Qr反激這一預期目的，但可控電流源會帶來一些損耗（非超導體及理想器件），等同于其它軟開關電路中環(huán)流一般的存在。

要實現(xiàn)電感可控而又沒有環(huán)流的方案目前能想到的只有組合式方案了，如在另外的帖子中討論過的三路并聯(lián)Qr反激。

                     圖1-12 組合式Qr反激

如上圖輕載一路選用大電感、小MOS管，重載一路選用小電感、大MOS管。當負載由輕到重變化時三路電源依此開啟，每一路的開關頻率都可以限制在一定的范圍內(nèi)比如60kHz~100kHz， 這樣不僅降低了頻率變化范圍還能兼容輕重載效率。

開關電源也可以采用集成的方式，實現(xiàn)標準模塊化電源。

                                           圖1-13 集成式開關電源

如上圖可以設計一個標準單元比如功率1W，如果輸出功率10W的就并聯(lián)10個單元，如果輸出功率100W就并聯(lián)100個單元……，控制上也可以采用獨立的交錯式。相對于半導體的高度集成化，目前變壓器的技術有些落后了。