以12V1000W全橋為例

主要設計參數：

輸入電壓為前級PFC輸出的直流母線，最低波谷電壓為350VDC，輸出電壓12VDC，輸出功率1000W。PWM頻率 F=100KHz，即PWM周期10us。最大占空4.5us，即最小死區500ns。

仿真電路如圖：

第一步：調整變壓器及電路初步參數

將變壓器耦合系數 k12=k13=k23=1(緊耦合，無漏感)。

仿真調整副邊電感 l2、l3，使輸出為12V，得到 l2=l3=1.6uH。

觀察變壓器原邊電流：

電流連續，且有相當富裕，說明原邊電感可以減少。觀察輸出儲能電感L1電流波形，紋波很小，說明L1還可以減小。保持輸出12V，調整變壓器電感，直到原邊電感接近臨界模式，調整L1電感，直到電流紋波系數大致為30%。

最后得到變壓器 l1=400uH、 l2=l3=640nH，L1=180nH。

校驗一下各部電壓應力，沒有超壓，最后校驗一下死區：

遠無直通可能，電流也是連續的。本階段調試OK!

第二步：調整吸收參數

將變壓器耦合系數設定為 k=0.995，對應1%典型漏感。

調整副邊吸收RC，直到滿足二極管反壓要求。

得到：C=15nF、R=2.2Ω 最佳，二極管反壓<32.3V，吸收功率3.54W。

改變變壓器耦合系數：

即：只要漏感 <2%，二極管反壓即可 <35V;檢測原邊開關管電壓沒有尖峰。

第三步：變壓器仿真

將上階段仿真的線性變壓器B1復制到電橋電路中。

再放一個三繞組非線性變壓器B2到電橋的另一臂，大致估計一個磁芯型號，比如EE42，設置好B2的磁芯參數。

所有繞組電阻設為最小(1p)，每個繞組保持一端接地。如圖：

采用一個與電路PWM同頻率(這里是100KHz)的正弦電壓源驅動這個電橋。

先仿副邊繞組，調整激勵源電壓(105V)或者分流電阻(1Ω)，使B1的副邊電流達到峰值電流 Ism=97A。

調整B2副邊繞組匝數，使電橋平衡。

這里，即使B2副邊繞組只有1匝，電橋仍然不能平衡，可以選擇的是采用半匝結構、或者增加氣隙。

調整氣隙到0.5mm，電橋平衡。且B2波形無畸變，說明磁芯夠大。

增加激勵電流，直到波形畸變。臨界值170A，抗飽和安全系數=170/97=175%。

安全系數很大，說明磁芯偏大，可考慮減少一號磁芯。

改用EE42/21/15磁芯，重復上述仿真，得到：

副邊繞組匝數 n2=n3=1，允許最大氣隙 0.345mm，抗飽和安全系數 130%。

評估：匝數，匝數不是連續分布，只能是1、2。。等自然數，特定情況半匝是可能的。設計中一般總希望用最少的匝數達成拓撲需要，以便獲得最少的銅損。經仿真，半匝不能滿足要求，最少是1匝。

氣隙，氣隙是客觀存在的，即使磨成鏡面的磁芯，仍然有um數量級的氣隙存在，這里的345um是最大允許值，適當的氣隙冗余量(這里是0~0.345mm)可保證規模生產時的安裝容差。氣隙超出最大允許值意味著拓撲將退出電流連續模式。

抗飽和安全系數，常規設計方法不能明確得出這個參數，因此這個參數究竟多大合適我說了不算，需要工程進一步驗證。如果這個參數可以用完，那我們還可以再減少一號磁芯。

原邊：全橋變換電壓傳輸是比例關系，根據 “感量比等于匝比的平方” 的關系，對應400uH:640nH的感量比，可以算出匝比為25：1。即：原邊25匝。

原邊仿真的任務是確定在不同氣隙狀態下變壓器的繞組電感量。

將電橋改接到原邊，設置低頻(50Hz)小電流(1V1KΩ)激勵，使電橋阻抗遠大于感抗。保持氣隙345um，調整B2原邊匝數，使電橋平衡。得到原邊匝數25匝，與計算吻合。

將B2氣隙設置為0，調整B1原邊電感，使電橋平衡，得到變壓器原邊最大電感Lpm=3.7mH。以及對應副邊電感5.5uH。不同的氣隙寬度對應不同的電感量。

第四步：變壓器設計

變壓器設計的任務是確定變壓器繞組結構。

EE42/21/15磁芯的窗口面積是278mm2，非常富裕。可增加導流截面以減少銅損。擬定載流密度3A/mm2。

原邊電流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm2

副邊電流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2

兩項合計，窗口利用系數不到21%，很單薄了。出現這種情況一般需要重新選磁芯(比如用兩只小磁芯疊繞)，另外一種選擇是將副邊繞組定為2匝(如果有其他理由的話)。

根據以上數據可計算出繞組大致電阻：原邊25mΩ，副邊0.1mΩ。

儲能電感設計：

第五步：聯合仿真

將上述非線性變壓器B2和電感置于聯合仿真電路中。

先按照氣隙=345um的數據設置漏感，調整占空，使輸出=12V，檢查各部波形無誤，電流連續，紋波合理，效率92.8%。