前言：本文仿真模型基于SIMPLIS  8.0仿真環(huán)境。

上篇文章講到了CMC的LLC控制器中最為關(guān)鍵的方波振蕩器的仿真模型實(shí)現(xiàn)（傳送門在此），下文將繼續(xù)講訴CMC模型中的其它功能組成以及VMC的仿真模型搭建。

斜率補(bǔ)償部分

諧振拓?fù)涔ぷ髟陬l率調(diào)制時(shí)，占空比為對(duì)稱方波，高低端驅(qū)動(dòng)各為50%。對(duì)于峰值電流模式的控制來講，占空比高于50%會(huì)存在不穩(wěn)定的情況，所以在NCP1399內(nèi)部也帶了斜率補(bǔ)償器。下圖是斜率補(bǔ)償?shù)膶?shí)現(xiàn)示意圖，可見在高端開關(guān)導(dǎo)通后，諧振電流（黑色）開始上升，內(nèi)部反饋電壓與負(fù)向的斜坡電壓疊加（藍(lán)色）。使ON-time comparator本該是在諧振電流正弦波峰值處發(fā)出關(guān)斷信號(hào)，而提前關(guān)閉開關(guān)。因?yàn)榉答侂妷簻p去負(fù)向斜坡電壓后，會(huì)比沒有負(fù)向疊加斜坡時(shí)提前發(fā)出關(guān)斷信號(hào)。

關(guān)于斜率補(bǔ)償在CMC的LLC控制器中的真正用意在數(shù)據(jù)手冊(cè)中并里面沒有寫出來，但是我覺得可能會(huì)有這么幾個(gè)作用：

1. 減弱大動(dòng)態(tài)響應(yīng)切換時(shí)諧振電流的電流應(yīng)力，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。當(dāng)負(fù)載從較低切到重載時(shí)，反饋環(huán)會(huì)輸出正向最大值，在沒有負(fù)向斜坡補(bǔ)償?shù)那闆r時(shí)需要諧振電流上升到非常高的值。就需要開通非常長(zhǎng)的ON time時(shí)間，這可能會(huì)產(chǎn)生非常高的諧振電流尖峰（因?yàn)殚_關(guān)頻率突然變化很大），對(duì)開關(guān)器件的可靠性造成了影響。為了減緩重負(fù)載切換時(shí)的諧振電流峰值，通過在反饋上疊加負(fù)向斜坡電壓后，讓本來要上升到非常高的諧振電流得以提前關(guān)斷，減輕了器件應(yīng)力。

2. 補(bǔ)償LLC工作在不同區(qū)域時(shí)的電流采樣波形，便于實(shí)現(xiàn)控制。諧振電流波形并非如同PWM調(diào)制的電流波形一樣是線性上升，并且會(huì)在開關(guān)關(guān)閉后電流會(huì)在峰值處直接下降到零。反而諧振電流僅工作在諧振頻率點(diǎn)時(shí)，1/4開關(guān)周期處是電流正向峰值點(diǎn)。如果在這里關(guān)閉高端管那就是完美的峰值電流模式控制，在越過這一峰值電流點(diǎn)后，電流會(huì)按正弦波形衰減。但是諧振拓?fù)浜茈y一直工作在諧振頻率點(diǎn)上，諧振電流的峰值會(huì)隨著工作區(qū)域的不同而產(chǎn)生變化，在低于諧振頻率時(shí)勵(lì)磁電流會(huì)影響諧振電流，在高于諧振頻率時(shí)波形又有不同。所以疊加負(fù)向斜坡后，正好能在諧振電流的峰值之前關(guān)閉高端管，所以更易于實(shí)現(xiàn)控制。至于諧振電流仍會(huì)繼續(xù)上升，直到電流方向發(fā)生改變。下圖是工作在低于諧振頻率時(shí)斜率補(bǔ)償和電流采樣的波形，反饋疊加負(fù)向斜坡電壓（紅色）與電流采樣信號(hào)（藍(lán)色）。

      下圖是工作在高于諧振頻率時(shí)斜率補(bǔ)償和電流采樣的波形，反饋疊加負(fù)向斜坡電壓（紅色）與電流   采樣信號(hào)（藍(lán)色）。

3. 同于電流型PWM控制器中的斜率補(bǔ)償功能，解決占空比大于50%的問題。

說明：以上三條只是我個(gè)人的推測(cè)，在沒有得到官方文獻(xiàn)肯定之前，如果有錯(cuò)誤請(qǐng)海涵，個(gè)人能力有限，見諒。

在仿真環(huán)境中可使用兩個(gè)可控電流源和幾個(gè)電阻來搭建，其中G1壓控電流源受反饋電壓控制，設(shè)定增益為0.5，也就是在5V輸入時(shí)G1會(huì)輸出2.5A電流（仿真實(shí)現(xiàn)原理而已切勿較真）。另外一個(gè)可控電流源G2受斜坡電壓控制，這個(gè)斜坡電壓同步高端管開關(guān)開通時(shí)產(chǎn)生。由一個(gè)固定的電流源對(duì)電容充電實(shí)現(xiàn)，隨著ON時(shí)間越長(zhǎng)，負(fù)向斜坡電壓越低，利用電容的積分器功能。兩個(gè)電流源的輸出電流方向相反，從電路原理上實(shí)現(xiàn)了減法操作。因此就可以看到直線（反饋由FB電壓控制）在高端開通開關(guān)開啟后被減去負(fù)向斜坡電壓，這個(gè)控制信號(hào)送到ON TIME比較器產(chǎn)生關(guān)閉高端管的復(fù)位信號(hào)，作為代表負(fù)載功率水平的error信號(hào)與電流采樣信號(hào)進(jìn)行比較。下圖是斜率補(bǔ)償?shù)姆抡鎸?shí)現(xiàn)：

前沿消影部分

諧振電流會(huì)受到副邊二極管反向恢復(fù)電流影響產(chǎn)生電流尖峰，在某些情況下也會(huì)導(dǎo)致PWM提前關(guān)斷。如同傳統(tǒng)PWM控制器中存在的前沿消隱時(shí)間功能（LEB）一樣，可以避開在開關(guān)剛開通時(shí)電流中的尖峰噪音對(duì)控制器工作的影響。，下圖是PWM模式中的示意圖

在NCP1399中也存在這個(gè)功能，在仿真模型中是通過and門和RC產(chǎn)生的延遲時(shí)間來實(shí)現(xiàn)。U4是緩沖器，把高端驅(qū)動(dòng)經(jīng)RC延遲后加到U5上，U5是and門，僅在2個(gè)輸入都為H時(shí)才能輸出H。因此在R11和C5的RC時(shí)間內(nèi)，U5不會(huì)發(fā)出H信號(hào)給U10用來關(guān)閉PWM，因此就實(shí)現(xiàn)了LEB功能，可見下圖所示。

電流采樣部分

NCP1399的實(shí)際應(yīng)用是控制半橋LLC，在這種拓?fù)渲兄C振電容兩端的電壓是以輸入電壓一半為零點(diǎn)的正弦電壓。再通過兩個(gè)串聯(lián)電容對(duì)諧振電容取樣，實(shí)現(xiàn)對(duì)諧振電流的采樣。但是為了方便檢查電流模式控制的諧振變換器與電壓模式控制的區(qū)別，我使用了在OBC上常用的全橋CLLC功率級(jí)進(jìn)行對(duì)比，為什么選在OBC應(yīng)用來對(duì)比？因?yàn)樵谶@種應(yīng)用中輸出端電容極小，電壓模式控制為了避開雙極點(diǎn)的影響，通常會(huì)設(shè)置非常低的穿越頻率。如果電流模式控制能解決雙極點(diǎn)帶來的增益尖峰，那么就能拓寬系統(tǒng)閉環(huán)帶寬，提升OBC的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，降低輸出紋波電流。因?yàn)槭侨珮蛲負(fù)洳煌贜CP1399控制的半橋，所以還需對(duì)電流采樣進(jìn)行一些修改，這里我使用了可控電壓源來實(shí)現(xiàn)電容電壓采樣的功能。可見下圖所示，我使用E1對(duì)諧振電容電壓衰減200倍，得到零點(diǎn)為0V的正弦波送到ON TIME比較器進(jìn)行控制，經(jīng)過仿真測(cè)試該種方法可以運(yùn)行。

到此，電流模式控制的CLLC就可以正常工作了，當(dāng)然還需反饋控制器，但是加入閉環(huán)控制很簡(jiǎn)單。不在本文的考察范圍之內(nèi)，模型可見：

控制電路部分：

功率級(jí)部分：

電壓模型控制器的VCO模式：

使用兩個(gè)可控電流源分別對(duì)CT電容充電和放電，電壓兩端的電壓限制在4V和1V之間，通過控制對(duì)電容充放電的電流來調(diào)整CT上的電壓上升到4V或下降到1V的時(shí)間，電流大則VCT電壓上升下降速度快，輸出頻率則高，反之亦然。這個(gè)控制原理最早是L6599上實(shí)現(xiàn)，后面幾乎成了LLC控制器的工業(yè)事實(shí)標(biāo)準(zhǔn)，其VCO模型可見：

VCO運(yùn)行波形：

電壓模式功率級(jí)：

運(yùn)行結(jié)果：

小結(jié)：在上文已經(jīng)展示了電流和電壓控制模式的兩種仿真模型的建模過程，并且都能成功運(yùn)行。在后面將在時(shí)域和頻域進(jìn)行對(duì)比，敬請(qǐng)期待，謝謝。

致謝：Christophe Basso先生，本文基于Christophe Basso先生的NCP1399模型修改而來。

參考文檔：

1，NCP1399 數(shù)據(jù)手冊(cè)。

2，L6599A 數(shù)據(jù)手冊(cè)。

本文未完，后面將繼續(xù)更新，敬請(qǐng)期待，謝謝。