最近做一款500W電源輸出為240V/2.1A、18V/2A、12V/2A總輸出約560W，為了降低成本，考慮使用整流橋+雙管反激方案。 根據該項目需求，本文闡述的雙管正激拓樸結構基于理想模型的工作原理的缺陷，分析了基于基于實際模型的磁通復位工作原理以及變壓器設計。在設計實驗過程中發現了散熱器寄生電容對磁通復位過程的影響。此外，還討論了磁通復位后開關管兩端的電壓大小與負載的變化關系，也給出相應的實驗波形。 

圖 1：雙管正激變換器的拓樸結構

   雙管正激變換器拓樸結構由兩個功率開關管和兩個二極管構成，當二個開關管 Q1 和 Q2 同時關斷時，磁通復位電路的二個二極 管 D3 和 D4 同時導通，輸入的電流母線電壓 Vin 反向加在變壓器的 初級的勵磁電感上，初級的勵磁電感在 Vin 作用下勵磁電流從最大 值線性的減小到 0，完成變壓器磁通的復位，并將儲存在電感中的 能量返回到輸入端，沒有功率損耗，從而提高電源的效率；此外， 每個功率開關管理論的電壓應力為直流母線電壓，這樣就可以選取 相對較低的額定電壓的功率MOSFET管，成本低，而且額定功率較低的功率 MOSFET 的導通電阻小，因此可以進一步的提高效率。所以雙管正激變換器廣泛的應用于臺式計算機的主電源及大功率通信 電源、變頻器等三相電路的輔助電源中。本文將討論在一些教材和 資料中所闡述的這種拓樸結構基于理想模型的工作原理的缺陷，并分析其實際的工作原理，從而真正的理解這種電路結構的工作方式。

一、雙管正激工作過程

   雙管正激變換器的拓樸結構如圖 1 所示，其中 Cin 為輸入直流 濾波電解電容，Q1 和 Q2 為主功率開關管，D1、D2 和 C1、C2 分別 為 Q1 和 Q2 的內部寄生的反并聯二極管和電容，D3、C3 和 D4、C4 分別為變壓器磁通復位二極管及其寄生的并聯電容，不考慮 Q2 的漏 極與散熱片間的寄生電容，T 為主變壓器，DR 和 DF 為輸出整流及 續流二極管，Lf 和 Co 輸出濾波電感和電容。

下面分幾個工作模式來討論其磁通復位的工作過程：

（1）模式 1：t0~t1

在 t0 時刻 Q1 和 Q2 關斷，此時 D3 也是關斷的。初級的勵磁電 感電流和漏感的電流不能突變，必須維持原方向流動，因此 C1、 Ch 和 C2 充電充電，其電壓從 0 逐漸上升， C3 和 C4 放電，其電壓 由 Vin 逐漸下降。

初始值： uC1(0) = 0 ， uC2(0) = 0 ， uC3(0) = Vin ， uC4(0) = Vin ， uC2(0) = 0，iLp (0) = IM0

由上面公式可得:

   在理想的模型下，C1 = C2 ，C3 = C4， C1+C3=C2+C4所以在 t1 時 刻 C3 和 C4 的電壓下降到 0，同時 C1 和 C1 的電壓上升到 Vin，D3 和 D4 將導通，系統進入下一個過程。

   在實際的工作中，事實上散熱器的寄生電容不能忽略，這個電容將參與變壓器磁通復位的過程。Q1 和 Q2 漏極與散熱片間的寄生電容的大小與漏極的面積及漏極與散熱片的距離相關。

注意電容的公式：

   Q1的漏極接 Vin，散熱器接地，因此此寄生電容接在直流母線 電壓端，其兩端沒有電壓變化：duC = dVin = 0，也就沒有電流從此電 容流過：iC = 0。實際上，對于交流信號模型來說，此寄生電容相當 于短路，因此在交流等效電路中可以不必考慮。

   Q2 的漏極電位在開關的過程中處于變化的狀態，因此在開關的 過程中，Q2 漏極與散熱片間的寄生電容將有電流通過。此寄生電容 為 Ch，其大小將影響到功率管的開關損耗。電容值越大，功率管漏 源極電壓隨時間的變化率 dVds/dt越小，從而減小了功率管的開關應 力，并降低了功率管關斷的功耗，并且低的 dVds/dt對 EMI 也有改善； 但是在功率管開通時，電容上儲存的能量將通過功率管放電，產生 開通損耗，形成開通的電流尖峰和噪聲。

   注意到散熱器的寄生電容 Ch 和 C2 及 C4 的總和大于 C1 和 C3 的和： C1+C3<C2+C4+Ch

   所以此模式結束時，C3 的電壓由 Vin 下降到 0 時，C2 的電壓并不到 Vin，此時由于 C3 的電壓為 0，D3 將正向偏置導通，將 C3 的 電壓箝位于 0。

   事實上在此過程中，當初級電壓大于0 即uC2 > uC3 時，初級變壓 器電感仍處于正向勵磁，電流增加，而且次級電感電流將反射到初級，參與電路的諧振。當其電壓過 0 后，在很短的時間，次級整流和續注二極管換流使次級處于短路，次級電感電流將不能反射到初級，也就不參與電路的諧振。換流結束后，初級電壓小于 0，只有初級勵磁電感與電容諧振，本文不分析此具體細節過程。

（2）模式 2：t1~t2

   在 t1 時刻 D3 導通，Q1 和 Q2 仍然為關斷，此時變壓器在 Ch 和 C2 及 C4 的作用下去磁。變壓器的勵磁電流逐漸減小到 0，然后反向勵磁，變壓器的電流過 0 時 D3 自然關斷，系統進入下一個過程。

初始值：uC2(0) = uC2(t2 )，uC4(0) =uC4(t2 ) ，iLp (0) = IM1

   在模式 2 過程中，變壓器的電流過 0 前如果 C2 的電壓上升到 Vin，那么D4 將導通，C2 的電壓將被箝位于 Vin，變壓器的勵磁電感在 Vin 作用下去磁，直到其電流過0后D3和D4自然關斷，然后再進入模式 3。

（3）模式 3：t2~t3

   在 t3 時刻 D3 自然關斷，Q1 和 Q2 仍然為關斷，變壓器在 Ch 和 C2 有 C4 的作用下反向勵磁，相關的公式同于模式 1，僅僅是電容的電壓和變壓器勵磁電流的初始值不同。

   當 C2 和 C3 電壓諧振到相等時，C2 和 C3 的電壓將維持不變， 直到 Q1 和 Q2 導通、系統進入下一個過程。

圖 2：磁通復位過程工作模式

二、工作波形分析

一個雙管正激電源系統在空載、中等負載和滿載時的工作波形如下 圖 3 所示。功率 MOSFET 為 STP15NK50，初級電感量為 5mH，前 級有 PFC，輸入電壓為 400V。圖中，藍色為下管的電流波形，棕色 為下管的漏源極 DS 的電壓波形，綠色為上管的電流波形，紅色為 上管的漏源極 DS 的電壓波形。

圖 3：工作波形

   從圖 3（a）波形可以看出，空載時，由于沒有負載的反射電流，在 模式 1 中漏感的能量不足以在如此短的時間內抽光 C1 和 C3 的能 量，上管的漏源極電壓（紅色）和下管的漏源極電壓（棕色）都沒 有上升到母線電壓，這表明 D3 和 D4 的電壓都沒有達到 0V，所以 D3 和 D4 都沒有導通，系統仍停留在模式 1 中并且系統在模式 1 中 完成磁能復位，然后進入模式 3 反向勵磁。模式 3 結束時，C2 和 C3 的電壓 160V，小于 Vin/2。

   圖 3（b）從波形可以知道，中等負載時，當開關管關斷后，由于有 有負載的反射電流，在模式 1 中反射電流和漏感的能量在如此短的 時間內足以抽光 C1 和 C3 的能量，上管的漏源極電壓迅速（紅色） 上升到母線電壓，即 C3 的電壓迅速下降到 0，D3 導通，而此時下 管的漏源極電壓（棕色）即 C2 電壓則小于母線電壓。此后，C2 與 初級電感諧振對其復位，由波形可見：電容 C3 的電壓諧振上升。當 變壓器電感的電流諧振為 0 時，儲存在變壓器電感中的所有的能量 轉移到電容 C2。電容 C2 的電壓達到最大值；此后電容 C2 的電壓諧 振下降，注意到 C1 電壓諧振下降即 C3 的電壓諧振上升，當電容 C2 和 C3 的電壓相等時，諧振過程停止電容 C2 和 C3 維持電壓不變。 模式 3 結束時，C2 和 C3 的電壓 200V，等于 Vin/2。

   圖 3（c）從波形可以看出，全負載時，當開關管關斷后，在模式 1 中足夠大的負載的反射電流和和漏感的能量在如此短的時間內足以 抽光 C1 和 C3 的能量，上管的漏源極電壓迅速（紅色）上升到母線 電壓，即 C3 的電壓迅速下降到 0，D3 導通，而此時下管的漏源極 電壓（棕色）即 C2 電壓則小于母線電壓。此后，C2 與初級電感諧 振對其復位，由于漏感的能量的足夠大，電容 C3 的電壓也很快諧振 上升到 Vin 并箝位于此值，此時 D4 導通，D3 和 D4 都導通，變壓器 的勵磁電感在 Vin 的作用下去磁，電流不斷下降，能量全部返回到 輸入的濾波電解電容中，變壓器的勵磁電感電流下降為 0 時，D3 和 D4 都自然關斷，系統進入模式 3。模式 3 結束時，C2 和 C3 的電壓 220V，大于 Vin/2。 

   模式 3 的諧振完全結束后，在不同的負載條件下，電容 C2 和 C3 的 穩定電壓隨輸出負載的變化而變化，因不是通常人們所認為的恒定 等于等于 Vin/2。不同的負載條件下，負載反射電流和漏感的電流影 響的變壓器的去磁模式，從而也影響到此電壓值的大小。 從波形可以看出：

圖 4 所示為功率 MOSFET 管漏源極電壓變化的斜率，非常的明顯， 下管（棕色）波形電壓變化的斜率dVds/dt 小于上管（紅色），這表明下管總的漏源極的寄生電容大于上管。

圖 4： MOSFET 管漏源極電壓變化的斜率

三、雙管正激主要參數設計

1、高頻變壓器設計

（1）輸出功率：次級主電路輸出為500W，次級輔助輸出，一路為18V，電流為2A，另一路為12V，電流為2A，總的輸出：

設效率為：

輸入功率：

磁芯選擇EE55

工作頻率：f=38kHz，則：

占空比取0.4，則：

（2）計算初級直流輸入電壓

對于單相交流電容濾波，直流電壓約為交流輸入電壓有效值的1.2倍，則：

（3）計算初級電感Lp

變壓器初級繞組中的平均電流：

變壓器初級繞組中的峰值電流：

變壓器初級電感量：

（4）計算原邊匝數：

為防止變壓器進入飽和區，留有裕量，取δB=0.3T，EE55磁芯中心柱的面積為Ae=340mm2

取為26匝（后來調試時實繞25匝）

（5）計算次級匝數

初級繞組每伏匝數:

次級主繞組匝數:

兩輔助輸出匝數:

（6）線徑的選擇

變壓器次級峰值電流

已知，初級電流的峰值為Ip的三角波，有效值為:

若取3A/mm2則所需導線面積:

留有裕量，6匝并繞

同樣的方法可以計算次級主繞組6匝并繞，兩個輔助輸出6匝并繞。

2、吸收電路設計

   開關管高頻工作時，每周期內的關斷重疊損耗是損耗的主要部分，用來減小開關管關斷重疊損耗的電路叫做關斷緩沖電路。

   帶變壓器的拓撲中由于變壓器漏感的影響，開關管的導通損耗通常都比較小。在導通瞬間，變壓器漏感很大的瞬時阻抗使開關管兩端電壓迅速下降到零，并減緩了電流的上升速率。因此，開關管導通時在電流上升的大部分時間里開關管兩端的電壓基本為零。由電流、電壓重疊引起的導通損耗可以忽略。

   由于MOSFET的下降速度很快，在開關管兩端的電壓開始顯著上升之前，其電流已經基本下降到零，所以MOSFET關斷損耗通常比雙極型晶體管的小。

   因此，雖然MOSFET依然使用關斷緩沖器，但它的作用不是減小關斷重疊損耗，而是降低變壓器漏感尖峰電壓。由于變壓器漏感尖峰電壓與dI/dt成正比，所以比雙極性晶體管擁有更快電流下降速率的MOSFET管會引起更高的漏感尖峰電壓。MOSFET的關斷緩沖器不會像雙極型晶體管的關斷緩沖器那樣有副作用。

   對MOSFET管來說，導通時的損耗并不是由電流和電壓的重疊引起的，而是由它相對較大的輸出電容引起的。關斷時，這個電容被充電（通常是輸入電壓的兩倍）并儲存了1/2*C0*（2Vdc）2的能量。在開關管導通時，該能量釋放出來引起損耗，在一個周期內的平均損耗為:

   該損耗會因為使用了防止漏感尖峰的緩沖器而增大，因為緩沖器導致了MOSFET管輸出電容的增加。

四、總結

①雙管正激電源的磁通復位的方式隨著負載的變化進入不同的工作 模式。

②變壓器勵磁電感去磁后將進入反向磁化，反向磁化結束后兩管的 所承受的電壓值并不相同。空載時，上管的電壓大于 Vin/2，下管的 電壓小于 Vin/2。中間某一個負載時，上管和下管的電壓等于 Vin/2；全空載時，上管的電壓小于 Vin/2，下管的電壓在于 Vin/2。

③上管與散熱器的寄生電容不影響復位工作，下管與散熱器的寄生 電容參與諧振復位的工作過程。