我一直想搞清楚MOS管的開關損耗計算，在只知道驅動MOS管芯片的輸出的驅動電壓，MOS管的規格書手冊，驅動頻率的條件下，能夠計算出MOS管的功耗大小。這樣我們在原理圖設計階段的時候，就能夠判斷散熱是否有問題，幫助我們進行MOS管選型，特別是封裝大小。這樣相當于是風險評估前置，不用非要等到板子做出來實測。 那MOS管的損耗由哪幾部分構成呢？一般來說由下面5部分構成。 

不過相對來說，導通損耗和開關損耗占大頭，此期文章也只說這兩個。 1、導通損耗導通損耗指的是MOS 管完全導通的損耗，這個相對來說最簡單，導通后Vgs不變的情況下，導通電阻恒定，知道了通過的電流，開關的占空比D，那么損耗就可以用下面的公式計算： 

不過，上面這個公式有一定的局限性，因為有的時候，MOSFET由關斷到開通的Ids，與從開通到關斷的Ids，兩者并不相同，特別對于感性負載來說。 

因為到MOSFET導通之后，負載兩端就有電壓，感性負載的話，相當與電感L兩端加了電壓，因此在隨后導通的這一段時間內，電感會被充電，電流不斷上升，因此在后面MOS管關斷的時候，電流發生了變化。如下圖所示，開通是電流為Ids_on，關斷是電流就上升到了Ids_off。

 那這種情況下，導通損耗怎么計算呢？我們可以用積分推導的方式求解出來，具體過程如下圖：

開關損耗應該是最難的，要想搞清楚，需要了解 MOS管的開關過程，下面我們分別說下MOS管的開通與關斷過程。 需要特別說明的是，負載類型不同，MOS管的開通和關斷波形是不一樣的，結合實際應用的情況，我們分為電感負載和電阻負載吧。 2、電感負載時MOSFET的開關損耗

2.1、電感負載下MOS管的開通過程 

先來看電感負載下MOS管的開通過程，如下圖t1~t4所示：

 t1階段：此階段指的是，從驅動器開始輸出驅動電壓Vg_drive開始，到MOS的G和S極之間電壓被充到Vgs(th)。這個過程中，MOS管始終不導通，沒有電流流過，因此Ids始終為0，Vds維持不變。

 t2階段：此階段指的是MOS的G和S之間的電壓從Vgs(th)上升到米勒平臺電壓的過程，這個過程中，器件工作在線性工作區（Vgs與Id成正比），MOS的電流從0上升到Ids_on，MOS兩端的電壓保持不變。 

t3階段：這個階段柵極維持米勒平臺電壓Vgp不變，同時因為是感性負載，Ids電流基本不變，但柵極一直在被充電，因為Vds在下降。此時柵極驅動器提供的所有柵極電流都被轉移，對Cgd進行充電，從而導致D，S之間電壓快速變小，即Vds電壓下降，直到MOS達到完全導通狀態。 

t4階段：MOS完全導通后，柵極驅動器電壓因為高于米勒平臺Vp電壓，因此G和S之間電壓會繼續抬升，直到Vgs = Vg_drive，這個過程中柵極驅動器給Cgd充電，MOS管保持開通狀態。 

上面是大致的開通過程，損耗主要發生在兩個時間段，t2和t3，為什么呢？也容易看出來

t1：流過MOS的電流為0，因此損耗為0（不算柵極損耗的話）

t2：電壓為Vds，電流從0上升到Ids_on，產生損耗

t3：電壓從Vds下降到基本為0（嚴格來說電壓=Ids_on*Rds(on)），電流為Ids_on，產生損耗

t4：電壓保持基本為0（嚴格來說電壓= Ids_on *Rds(on)），電流為Ids_on，相對于t3時間段的損耗，非常小，可忽略。 容易想到，要想計算損耗，我們就需要計算t2和t3的值，計算t2和t3時間也是MOS損耗理論計算的難點。 

下面就來說明下如何詳細計算下t2，t3，順帶把t1也計算下。 我們知道，MOS的規格書里面有很多參數，Ciss，Crss，Coss，Qg，Qgs，Qgd等。

 擺在我們面前的第一個問題，我們到底用什么參數來計算呢？是電容（Ciss，Crss，Coss）還是用電荷量Qg，Qgd，Qgs，Qgs(th)?

查了一些資料，MOSFET的損耗計算有用電容的，也有用電荷量的，總的來看，我認為還是用電荷量來算更準確些。 為什么這么說呢？ 這是因為規格書手冊中Ciss，Crss，Coss電容是某一固定電壓條件下測試的，實際上電容本身就是電壓的函數，而且是非線性變化的，就是說不同電壓下，電容不一樣。比如下圖是TI的的MOS管csd17506q5a

 值得一提的是，哪怕我們的工作電壓和規格書中標注的電壓一致，也沒有用，又為什么這么說呢？ 這是因為，MOS開通或者關斷，它是一個過程。比如20V供電的情況下，開通過程中，電壓Vds會從20V下降到0，電壓是變化的，導致電容也都在跟隨電壓實時變化，我們不能簡單的拿20V時的電容Crss=Cgd=50pF來用，因為Vds經歷了從20V到0V，所以電容Cgd一直在變化，它經歷了從0.3nF到50pF這個過程。

 好，為什么不用表格里面的參數Ciss，Coss，Crss來計算的原因就說到這里。那下面就來具體說說用電荷量Q如何來計算t1，t2，t3。 t1的計算 t1階段，柵極驅動器通過電阻Rg_drive，Rs_on，Rg給MOS管的柵極充電，柵極電壓從0V上升到Vgs(th)，示意圖如下：

 簡單來看，這個其實就是個RC的充電電路，如下圖右邊：

 由上圖可知，R=Rg_drive+Rs_on+Rg，C就是Cgd和Cgs的并聯，但是前面說過，規格書中的Cgd，Cgs都沒法直接用，他們并不是一個固定的值，那這個C怎么確定呢？這就用到前面說的Qg了。 我們可以從規格書中讀取Qg(th)的值，以ti的MOS管csd17506q5a為例，Qg(th)=1.6nC。

 盡管在給柵極充電的過程中，Cgd在變化，但是我們知道了Qg(th)，即知道了充電所需要的電荷，與此同時，我們知道電壓為Vgs(th)，那我們根據Q=CU，就知道了等效電容C= Qg(th)/Vgs(th)。 我們根據RC充放電的充電公式，可以求得柵極從0V充到Vgs(th)的時間：

 t2的計算 t2時間段指的是MOS的G和S之間的電壓從Vgs(th)上升到米勒平臺電壓的過程，這個過程中，器件工作在線性工作區（Vgs與Id成正比），MOS的電流從0上升到Ids_on，MOS兩端的電壓保持不變。 t2的計算有個麻煩的地方，就是我們不知道米勒平臺電壓是多少，這個也是需要我們根據相關參數推算出來的。 雖說MOS管規格書中經常給出了米勒平臺的電壓，但是它也是固定條件下的，與電流Id有關，還是以TI的mos管csd17506q5a為例，下面是其柵極電壓與柵極電荷的關系曲線。

從曲線知道，米勒平臺電壓大概是2.5V左右，但是它是通流20A的條件下的，如果我們通流是10A，那么米勒平臺電壓就會不一樣。 那如何計算米勒平臺電壓呢？ 網上查到有兩種方式，一種方式公式如下（參考TI文檔，文檔編號為ZHCA770）：

個人覺得這個方式求解不實用，因為gfs本身就和Ids相關，它不是一個常量，參考下面模電書籍《模擬電子技術基礎》

 所以呢，就算我們可以從規格書中看到有跨導gfs，也不能直接用，因為它是特定條件下的，咱們得工作條件很難說一模一樣。 那怎么辦呢？ 還有第二種方式是下面的公式（參考onsemi文檔，編號為AN-9010CN- MOSFET基礎）：

 所以我們如果能知道這個參數K，那么就可以得到Ids與Vgs的關系式。那怎么得到參數K呢？根據上面的公式，我們可以得到K的公式如下：

 一般MOSFET手冊都有Vgs與Ids的曲線，我們可以從曲線上讀取一個點，同時Vgs(th)電壓MOSFET手冊中一般本身就有標注。 舉個例子： 下面是TI 的 MOSFET管csd17506q5a 的Vgs與Ids的曲線，假設溫度是25℃，對應曲線為綠線，在Vgs=2V時，Ids=4A，同時可以查到手冊中Vgs(th)典型值為1.3V，所以最終我們可以計算得K=8.17

 不過，值得一提的，這個方法沒有那么準，因為我們另外取一個點的話，會發現計算出的K值不太一樣。同樣的方法，如果我們從曲線上取的是Vgs=2.5V，那么Ids= 40A，根據上面的公式，我們會計算得K=27.7。 為什么不準呢？ 我問了下deepseek，答案如下：

總之，就是過于理想化。 那怎么辦呢？怎么得到不同電流Ids時的米勒平臺電壓Vgp？ 我忽然發現，不是可以直接從 Vgs-Ids曲線上讀取嗎？我們前面取的點，Vgs=2V時，Ids=4A。其實就是說明了在電流Ids=4A時，米勒平臺電壓Vgp=2V。 又為什么這么說呢？ 

我們先理解下Vgs-Ids曲線，首先這個說的是MOS管工作在線性工作區的時候，當Vds一定，我們增大Vgs，那么Ids就相應的增大。 現在假如我們的電路，工作在一個具體的Id電流值的情況下，這個Ids對應到曲線上就有一個Vgs的值，現在電路正好工作在這個狀態。現在我們繼續給Vgs充電，但是呢，受負載影響，Id不能增大，所以這個時候繼續給柵極充電的話，會導致Vds下降， Vds下降，意味著Cgd被充電了，這個時候Vgs電壓是不會變的，也就是說開始進入米勒平臺電壓了，這不就說明這個Vgs的值就是米勒平臺電壓Vpg了嗎？ 

我們看看TI 的csd17506q5a，根據下面的Qg的曲線，可以看到其20A的米勒平臺電壓為2.3V，而Vgs-Ids曲線，在20A時，Vgs對應電壓也為2.3V左右，說明上面的推斷應該是正確的。

好，米勒平臺電壓我們現在已經有獲取的方法了——從規格書手冊中的Vgs-Ids曲線直接讀取。 下面繼續看t2如何計算。 其實方法和t1差不多，我們已經知道t2階段，電壓是從Vgs(th)上升到了Vgp_on，只需要再知道t2階段柵極充入了多少電荷就可以了，而這個電荷量就是Qgs-Qgs(th)，Qgs可以從Qgs的曲線上面讀取，如下圖所示：

t1+t2的總時間：柵極從0電壓被充電到米勒平臺所用的時間，總的電荷量為Qgs，電壓從0升到了Vgp_on，還是跟前面的RC充電電路模型一樣，我們可以求得總時間t1+t2。 然后用總時間減去前面計算出的t1，就可以得到t2時間長度了，具體過程如下：

t3的計算 t3指的是米勒平臺階段，這個時候Vgs的電壓保持不變，主要是給電容Cgd充電。 因為Vgs的電壓不變，柵極驅動器的電壓也不變，因此柵極的電流Ig是不會變的，因此我們可以利用這一點計算米勒平臺時間t3。 米勒平臺的電荷量Qgd我們可以從規格書中直接獲取到，以ti的MOS管csd17506q5a為例，Qgd=2.3nC，根據公式Q=I*t，我們就可以得到充電的時間t了。 t3具體計算如下圖：

至此，我們就把三個時間t1，t2，t3都求出來了，那下面來計算功耗。 開通過程中的功耗計算 根據開通時的波形，損耗發生在t2和t3階段，如下圖：

在t2階段，電壓為Vds不變，電流從0上升到Ids_on，因此平均功率為P=1/2*Vds*Ids_on，損耗為Et2=P*t2=1/2*Vds*Ids_on*t2 （單位為焦耳）。 

在t3階段，電流為Ids_on不變（嚴格來說感性負載，電流應該是略有上升，因為t3時間很短，電流近似看作不變），電壓從Vds下降到0，因此平均功率也為P=1/2*Vds* Ids_on，損耗為Et2=P*t3=1/2*Vds* Ids_on *t3（單位為焦耳）。 所以 ，開通過程中總的功耗（單位為焦耳）為：Etr=Et2+Et3=1/2*Vds* Ids_on *(t2+t3)

至此，開通過程中的損耗計算已全部給出，下面來看關斷過程的損耗 

2.2、電感負載下MOS管的關斷過程

關斷過程是開通過程的逆過程，示意圖如下圖右邊所示：

t5階段：驅動器輸出電壓為0V，此時t5階段啟動 ，Vgs電壓開始下降，直到降低到米勒平臺的過程，這個過程MOSFET一直處于持續導通的狀態，是t4的逆過程，損耗較小，忽略。

t6階段：米勒平臺電壓階段，類似與t3過程，Ids_off保持不變，D，S之間電壓從0升高到Vds，有較大損耗，不可忽略。

t7階段：米勒平臺電壓到Vgs(th)的階段，類似于t2階段，D，S之間電壓為Vds不變，電流從Ids_off下降到0，有較大損耗，不可忽略。 t8階段：Vgs(th)下降到0的階段，類似于t1階段，Id為0，D，S之間電壓為Vds不變，損耗較小，忽略 那損耗是不是就和開通過程一樣呢？ 當然不是，為什么呢？主要原因是因為關斷時，驅動電壓不再是Vg_drive了，而是0V，它與米勒平臺電壓接近，充放電的壓差更小，因此不做特殊處理的情況下，放電的時間會有所不同，通常是會更長。 示意圖如下圖所示。

 類似于開通過程，我們同樣計算下t6，t7，t8 t6的計算 t6階段為米勒平臺階段，G極的電壓維持Vgp_off不變，而驅動端接地，因此電阻上面的電壓恒定，驅動電流就恒定，放電電荷為Qgd，因此我們可以求得t6的時間長度如下圖：

t7計算 t7為GS電壓從米勒平臺電壓Vgp_off到Vgs(th)的放電過程，使用RC放電電路模型，如下圖所示

這個過程中，放電的電荷量為Qgs-Qg(th)，電壓變化量為，Vgp_off-Vgs(th)，因此等效電容C = Q/U = (Qgs-Qg(th))/ (Vgp_off-Vgs(th))。 我們根據RC放電電路的公式，最終求得t7的大小如下圖：

t8計算

t8階段是柵極電壓從Vgs(th)下降到0的過程，電荷量為Qg(th)，電壓變化量為Vgs(th)，因此等效電容C=Q/U=Qg(th)/Vgs(th) 理論上根據RC放電模型，柵極是永遠到不了0V的。考慮到一般MOSFET的Vgs(th)也就2V左右，經過3個時間常數，電壓就能下降到初始電壓的5%，如果按照2V計算，經過3個時間常數，電壓下降到 2V*5% = 0.1V，我們可以取放電時間為3個時間常數。

因此，按照上面的方式，我們求得t8如下：

關斷過程中的功耗計算 關斷過程主要發生在t6和t7 t6階段，電流保持Ids_off不變，電壓從0上升到Vds。而在t7階段，電壓不變，電流從Ids_off下降到0，因此這個階段的損耗計算如下圖所示：

2.3、電感負載下MOS管的開關損耗

前面已經分別求出了MOS管的開通損耗和關斷損耗，我們把他們加起來，就能得到總的開關損耗了，相關公式匯總如下：

不過，實際運用中我們會發現，這個計算功耗是偏高的，為什么呢？ 因為我們上面推導公式用的波形電壓和電流是交替變化的，比如開通過程，上面給出的波形是電流從0上升到Ids_on后D和S極之間的電壓才開始下降，而我們實際應用中會發現，在電流還沒到Ids_on時，電壓已經下降了，因此實際損耗會更小一點。

下面deepseek給出的解釋，并給出了推薦系數為1/4

我們引入糾正系數k，電感負載時，k=1/4， 那這個系數準確嗎？后面我們會進行仿真，從仿真結果來看，1/4的仿真結果和計算結果比較接近（后面會給出具體的仿真情況）。 那么最終的公式如下：

3、電阻負載時MOSFET的開關損耗

上面是電感負載的損耗情況，為什么強調電感負載呢？這是因為它倆的情況不太一樣，那區別在哪里呢？ 以開通過程為例，畫個對比示意圖吧

可以看到，差異主要在電壓和電流切換的時機不太相同。電感負載：電流先從0上升到Ids_on，然后電壓從Vds下降到0。電阻負載：電流和電壓同時變化，電流從0上升到Ids_on的同時，電壓也從Vds開始下降。 電感負載的開關損耗上面已經有了，下面來看下電阻負載的損耗計算，推導過程如下圖

從推導的電感負載開通過程知道，開通時間和關斷時間的長短主要取決于柵極電阻，驅動器電壓，MOSFET的柵極電荷，Qg，Ids等大小，跟什么類型的負載沒關系。 因此，上面的tr類比于電感負載的t2+t3，即tr=t2+t3；tf類比于電感負載關斷時間t6+t7，即tf=t6+t7，最終可得總開關損耗：

我們拿電阻負載和電感負載的開關損耗做對比，會發現僅僅是系數有個差異，電感負載為1/4，電阻負載為1/6，因此我們可以歸一化公式。

4、開關損耗歸一化公式最終我們我們把公式匯總如下：

5、柵極外部串聯電阻的損耗

除了導通損耗和開關損耗，我們通常還比較關心MOSFET的柵極串聯電阻的損耗，因為電阻有額定功率，我們需要根據功率選擇合適的封裝大小。 這個損耗的計算公式我們可以用deepseek輕松查到：

給出的公式倒是沒什么問題，但是為什么是這樣的？我網上找了也沒看到有比較信服的理由，所有我又自己推了下。 我們先看MOSFET的整個開通過程，我們知道，MOSFET導通的過程，就是驅動器對柵極電容充電的過程，只不過這個電容是動態變化的，我們化繁為簡，假定柵極平均電容為C，因此構建電路模型如下圖所示：

 那么問題就變成了求解電阻R的功耗的問題了，這是一個純數學問題了

問題詳述：當柵極電壓從0變到Vg_drive，電容C從0被充電至Vg_drive電壓，這個過程中電阻R的耗能是多少？

同理，我們可以求得關斷過程中電阻R的耗能是多少，如下圖：

可以看到，一次開通和一次關斷，柵極電阻消耗的功率是相同的，因此我們可以求得總的功率損耗如下圖

至此，我們就推導出了MOSFET柵極電阻的功耗 需要注意的是，實際應用的時候，Qg指的是實際Vg_drive對應的電荷量大小，不同Vg_drive驅動電壓，Qg是不一樣的，如下圖的Ti的MOSFET管csd17506q5a，10V對應的Qg為5.5nC

就我個人而言，我喜歡用Qg，不用Ciss，所以我推薦用下面這個公式計算驅動電阻的損耗

如果按照前面的模型，電阻R由三部分構成：驅動器的內阻，MOSFET的內置柵極電阻Rg，線路串聯的電阻Rs_on/Rs_off (有時有快關斷電路，比如Rs上并聯了二極管，那么可以看作Rs_off = 0)，最終的公式如下圖：

6、MOS管損耗理論計算公式推導及LTspice仿真驗證

6.1 電感負載舉例

電路舉例：

我們構建如上的電路，其中MOSFET  M1類似于Boost電路中的下管，R1僅僅用于用來仿真采集電流。  電路中，電流為10A，電壓為約為15V（14V+二極管D1的壓降），MOS管使用前面提到的ti的管子CSD170506Q5A，spice模型為官網下載，柵極驅動器電壓為10V，內阻設置為0，柵極串聯電阻為100Ω，開關頻率為20KHz。 根據前面推導的公式，我先做了個excel表格，填入已知參數后（其中k=1/4=0.25），得到上圖對應電路圖的理論計算損耗結果如下表：

 再來看看仿真的結果：

 匯總對比結果如下圖：

可以看到，結果還是挺接近的，誤差不大。 

6.2、電阻負載舉例 

LTspice仿真電路圖如上，R1為負載1.5Ω，Vds=V2的電壓=15V，導通時電流為10A，開關頻率為20Khz。 同樣將相關參數代入excel計算表格（其中k=1/6），得到上圖對應電路圖的理論計算損耗結果如下表：

再來看看仿真的結果：

匯總對比結果如下圖：

可以看到，導通損耗和串聯電阻Rs損耗誤差較小，開關損耗誤差較大，有30%，計算值比仿真值要大，總損耗誤差為20.6%。 

總結

以上就是最近關于MOS管損耗計算的一些總結，網上相關資料很多，但很少有全面的分析過程，沒找到直接能用的且令人信服的，故此我就自己來了。 

雖然我上面提供了具體的計算方法，但兄弟們一定要注意它的局限性，并非是很準確的，只能參考，比如下面幾點就是沒有考慮的：

1、忽略了死區時間體二極管的功耗，忽略了反向恢復電荷帶來的損耗

2、忽略了MOSFET內部的寄生電感帶來的影響，忽略了柵極走線電感帶來的影響。

3、忽略了溫度帶來的影響，Rds_on隨溫度上升而上升，也忽略了米勒平臺電壓隨溫度的影響。 另外，我們在應用中也要有一些變通，我也沒有辦法把所以得場景都列出來。

舉個例子，如果我們實際應用電路在D，S之間并聯了一個電容，或者在G，S之間并聯了一個電容，那么表格里面的參數也要對應的變化，該調整哪些參數呢？怎么調呢？這個問題兄弟們也可以自己去思考下，就不做解釋了。