高效率離線式開關IC其特點與應用
   本文介紹可替代線性變壓器的新型高效率離線式開關IC(LNK562P)其特點、性能與應用LNK562設計的恒壓/恒流線性電源替代方案及應用技巧.

關鍵詞:離線式開關 線性變壓器 偏置繞組 節能技術

1、前言-一種替代線性變壓器的新型高效率離線式開關

LinkSwitch(離線式)-LP開關IC(LNK562-564)可以低成本優勢替代那些基于非穩壓隔離式線性變壓器(50/60Hz)、輸出功率達到3W的電源.由于其可全球工作的特點,只用一個通用輸入的設計就可替代全世界多種基于線性變壓器的設計.采用自供電電路可達到低于150mW的極低空載能耗.又可通過內部振蕩頻率的抖動大大降低了準峰值和平均值的EMI,從而降低濾波器成本.

它可廣泛使用在下列領域:手機或無繩電話、PDA、電動工具、MP3或便攜式音頻設備、剃須刀等使用的充電器;待機及輔助電源.



圖1為LinkSwitch(離線式)-LP開關IC(LNK562-564)內部結構框圖

2、LinkSwitch-LP開關引腳功能(見圖1)所示

*漏極(D)引腳: 功率MOSFET的漏極連接點.在開啟及穩態工作時提供內部操作電流.

*旁路(BP)引腳: 一個0.1μF的外部旁路電容連接到這個引腳,用于生成內部的5.8V供電電源.

*反饋(FB)引腳: 在正常操作下,功率MOSFET的開關由此引腳控制.當流向這個引腳的電流超過70μA時,MOSFET開關就被關閉.

*源極(S)引腳: 這個引腳是功率MOSFET的源極連接點.它也是旁路和反饋引腳的接地參考.

3、LinkSwifch-LP結構特征

LinkSwifch-LP在一片晶圓上包括一個700V的功率MOSFET開關(圖1右邊所示)及一個電源控制器.與通常的PWM(脈沖寬度調制)控制器不同,它使用了一個簡單的開/關控制來調節輸出電壓.這個控制器包括一個振蕩器、反饋(感測及邏輯)電路、5.8V穩壓器,旁路引腳欠壓電路、過熱保護、頻率抖動、電流限流電路及前沿消隱功能.

3.1振蕩器

LNK562、563及564的典型振蕩器頻率分別為66/83/100kHz的平均水平.振蕩器生成了兩個信號:最大占空比信號(DCMAX)以及顯示每個開關周期開始的時鐘信號.

振蕩器具有的電路可導入少量的頻率抖動,通常為5%的開關頻率以將EMI降低到最小.頻率抖動的調制速率設置在1kHz的水平,目的是降低平均及準峰值的EMI,并給予優化.頻率抖動與振蕩器頻率成正比,測量時應把示波器觸發設定在漏極電壓波形的下降沿來測量.圖2的波形顯示了頻率抖動狀態.當FB引腳電壓低于如下描述的1.69V時,振蕩器頻率會降低.



3.2反饋輸入電路

在FB引腳的反饋輸入電路包括了一個輸出設置在1.69V的低阻抗源極隨器(圖1左端).當流入到此引腳的電流超過70μA,在反饋電路輸出端生成一個低邏輯電平(禁止).在每個周期起始時,對應時鐘信號的上升沿對這一輸出進行采樣.如果為高,則功率MOSFET會在那個周期導通(啟用),否則功率MOSFET將仍處于關閉狀態(禁止).由于取樣僅在每個周期的開始時進行,此周期中隨后產生的FB引腳電壓或電流的變化對MOSFET狀態都不構成影響.當FB引腳電壓下降到1.69V以下時,振蕩器頻率開始線性下降;到自動重啟閾值電壓0.8V時頻率會降到48%的水平上.這一功能在輸出電壓低于額定穩壓閾值電壓VR情況下限定電源的輸出電流,見圖3(a)簡化典型圖所示.



3.3 5.8V穩壓器及6.3V分流電壓箝位

從圖1可知,只要MOSFET處在關閉狀態,5.8V穩壓器就會從漏極的電壓吸收電流,將連接到旁路引腳BP的旁路電容(見圖3(a)所示)充電到5.8V.而旁路引腳是內部供電電壓節點.當MOSFET開啟時,器件將貯存在旁路電容內的能量用光.內部電路極低的功率耗散使linkSwitch-LP可使用從漏極吸收的電流持續工作.一個0.1μF的旁路電容就足夠實現高頻率的去藕及能量存儲.

另外,當有電流從外部提供給旁路引腳時,一個6.3V的分流穩壓箝位電路(圖1所示)會將旁路引腳電壓箝在6.3V.這樣就很方便從偏置繞組通過一個電阻由外部向器件供電,從而將空載能耗降低到50mW以下.

3.4旁路引腳欠壓

箝位引腳欠壓電路在箝位引腳電壓下降到4.85V以下時關閉功率MOSFET.一旦箝位引腳電壓下降到4.85V之下,它必須在上升回5.8V才可重新開啟功率MOSFET.

3.5過熱保護

熱關斷電路檢測結的溫度.閾值設置在142oC并具備75oC的遲滯范圍.當結溫度超過這個閾值(142oC),功率MOSFET關閉,直到結溫度下降75oC,MOSFET才會重新開啟.

3.6電流限流

電流限流電路檢測功率MOSFET的電流.當電流超過內部閾值(ILIMIT)時,在該周期剩余階段會關斷功率MOSFET.在功率MOSFET開啟后,前沿消隱電路會將電流限流比較器抑制片刻(tLEB).通過設置前沿消隱時間,可以防止由電容及整流管反向恢復時間產生的電流尖峰引起導通的MOSFET提前誤關斷.

3.7自動重啟動

一旦出現故障,例如在輸出短路或開環情況下,LinkSwitch-LP進入自動重啟動操作.每個FB引腳電壓超過反饋引腳的自動重啟動閾值電壓(VFB(AR))時,一個由振蕩器記時的內部記數器會重新設置.如果FB引腳電壓下降到低于(VFB(AR))并超過了100ms時,功率MOSFET開關被關閉.自動重啟動電路以一個12%典型占空比對功率MOSFET進行交替使能和關閉,直到故障排除為止.

4、關于LinkSwifch-LP(LNK562-564)的特性

4.1最低的系統成本以及先進的安全特性(從圖3(a)可看出)

*它是外圍元件數目最少的開關器件;
*IC調節技術使得各項參數的公差非常嚴格,采用獨特專用的脈沖變壓器結構技術實現無箝位電路(Clampless)設計,則降低了外圍元件的數目和系統的成本,同時也提高了效率;
*滿足行業內對過載熱保護的標準要求,從而無需線性變壓器使用的溫度保險絲或在RCC恒壓設計中使用的額外元件;
*因引入少量(5%)頻率抖動,極大地降低了EMI,便可使用低成本的輸入濾波器;
*無論在PCB板上還是在封裝上都保證高壓漏極與其它所有引腳之間滿足高壓漏電要求;
*獲專利的E-Shield(屏蔽)變壓器省去了Y電容.

4.2優于線性變壓器及RCC的出色性能

*具有遲滯熱關斷保護,,可自動恢復功能提高了應用的可靠性;
*通用輸入范圍可在全世界范圍內使用;
*自動重啟動功能在短路及開環電路故障狀況下可將輸出功率降低85%以上;
*簡單的開/關控制,無需環路補償;
*高帶寬提供快速的無過沖啟動及出色的瞬態負載響應.

4.3 EcoSmart-節能技術

*無需任何附加元件,輕松達到全球所有的節能標準;
*在265VAC輸入時的空載能耗<150mW;
*開/關控制可在極輕負載時具備恒定的效率,這是達到強制性CEC標準的理想選擇.

5、典型應用-LNK564IC構成的6V330mA恒壓/恒流(CV/CC)輸出的電源電路.



圖4顯示的是一個典型的用LNK564IC構成的6V330mA恒壓/恒流(CV/CC)輸出電源電路的替代方案.值此對方案特點作一分析.

5.1輸入電路

AC輸入差模濾波可由C1和L1形成的極低成本的輸入濾波器得以實現.LNK564的頻率抖動特性省去輸入pi(C、L、C)濾波元件,僅需要一個大容量電容.加上一個套管還可使輸入電感L1既用作保險絲,又用作一個濾波元件.這一簡單的Filterfuse(濾波保險絲)輸入級更進一步地降低了系統成本.另一個可選方案是用一個保險絲電阻RFl來提供保險絲的功能.

在某些應用中如果允許EMI的裕量較低及/或降低的輸入耐浪涌能力,那么可以從中線上取掉輸入二極管D2.在這類應用中,D1需要是一個耐壓為800V的二極管.

5.2 關于LNK564開/關控制

該設計采用簡單的偏置繞組(T1脈沖變壓器/1.2)電壓反饋方式,由LNK564進行開/關控制.當開關關閉時,由R1及R2形成的電阻分壓器決定了脈沖變壓器T1偏置繞組上的輸出電壓.在V/I曲線(見圖3(b))上的恒壓工作區域,LNK564器件使能/禁止開關周期以維持FB引腳的電壓為1.69V.二極管D3及低成本陶瓷電容C3提供初級反饋繞組(T1/3.4)電壓的整流濾波功能.當加重的負載超出恒定功率閾值,FB引腳電壓開始隨電源輸出電壓的下降而降低.內部振蕩器頻率在這一區域內線性下降,直到達到啟動頻率50%為止.當FB引腳電壓下降到低于自動重啟動閾值(FB引腳通常為0.8V,這相當于電源輸出電壓在1V到1.5V之間),電源將關斷100ms,然后再重新開啟100ms.它將會持續進行這一工作模式直到FB腳超過自動重啟動閾值.這一功能在輸出短路的情況下可降低平均輸出電流.



該方案中,可將C3提高到0.47mF或更高來進一步降低空載耗.

由于LNK564中使用了限流調節技術從而使得限流點公差非常精確,同時采用較新的變壓器結構技術得以在初級電路中實現無箝位電路的設計.峰值漏極電壓在265VAC輸入時可以控制在550V之下,對700V耐壓(BVDss)的MOSFET管來說有非常大的裕量.

5.2輸出電路管的選擇

輸出的整流濾波由輸出整流管D4和濾波電容C5來實現.由于自動重啟動特性,平均短路輸出電流大大低于1A,因而可以使用低成本的D4整流管.輸出電路只要能處理電源輸出短路時的持續短路電流就可以了.二極管D4為超快恢復型二極管,用來優化輸出V/I特性.備選電阻R3作為假負載,在空載輸出時將輸出電壓加以限制.盡管存在這個假負載,空載能耗在265VAC時仍能保持在140mW左右的目標范圍內.通過將R3的值提高到2.2kW或更高,就可滿足更低的空載能耗要求,并同時可將輸出電壓限制在9V以下.如需要,可將備選的Zener(齊納)嵌位二極管(VRl)安裝在電路板的左側的空白位置以便在開環情況下限制電源最大輸出電壓.

6、應用中的技巧

6.1輸出功率問題

數據手冊中有最大輸出功率表(見表1),它表明了在如下假設的條件下可以獲得的實際最大連續輸出功率:
*當85VAC輸入時,DC最小輸入電壓是90V或更高,亦或當230VAC輸入或115VAC輸入并使用倍壓整流時,最小DC電壓是240V或更高.輸入電容值的選擇應足夠適用不同AC輸入電壓的要求;
*使用一個Schottky(簫特基)二極管作為次級6V輸出的整流;
*假設效率是70%;
*只是恒電壓輸出(無次級恒流電路);
*非連續模式操作(KP>1);
*實際變壓器設計中使用合適尺寸的磁芯(參見表2);
*器件通過源極引腳焊接到PCB板足夠大的銅鉑區域上,以使源極引腳溫度保持或低于100℃;
*開放式架構設計的環境溫度是50℃,適配器設計的殼體內溫度是60℃.





當KP值小于1時,Kp是初級電流脈動部分與峰值部分的比率.KP高于數值l時,KP是初級MOSFET關閉時間與次級二極管導通時間的比率.由于有對磁通密度的要求,一個典型的LinkSwitch-LP設計通常是不連續的,優點是可使用低成本的快速(超快速)輸出二極管作為輸出整流,同時可以降低EMI.

6.2無箝位設計

無箝位設計完全依賴漏極節點電容來控制漏極電感引起的峰值漏極-源極電壓.因此最大AC輸入電壓、VoR(輸出反射電壓)的數值、漏感能量(是漏感和峰值初級電流的函數)以及初級繞組電容決定了峰值漏極電壓.在沒有任何功率耗散元件作為外部電壓箝位的情況下,更長的漏感振蕩持續時間會導致EMI升高.

對于一個通用輸入的設計或230VAC輸入的無箝位設計,請注意如下建議:
*無箝位設計應在輸出功率≤2.5W并使用≤90V的VoR的情況下使用;
*對于輸出功率2W的設計,初級繞組應采用雙層繞制的結構以確保初級匝間電容在25pF到50pF的足夠大范圍內;
*對于輸出功率小于2.5W大于2W的設計,必須在變壓器中增加一個偏置繞組并使用標準恢復時間的二極管(1N4003-1N4007)進行整流,作為箝位功能.從偏置繞組電容連接一個電阻到旁路引腳BP,可以從外部向器件供電.這樣的設計禁止了內部高壓電流源的操作,降低了器件本身功耗及電源空載功耗;
*對于輸出功率大于2.5W的設計,無箝位設計不可行,需要在器件外部增加RCD(電阻電容器二極管)或Zener(齊納二極管)箝位電路;
*必須保證在最差情況下,比如高輸入電壓、峰值漏極電壓低于內部MOSFET的BVDss規格,最理想狀況是≤650V,從而為設計留有裕量.
VOR(輸出反射電壓)是在次級二極管導通期間輸出電壓加上二極管正向導通壓降,通過變壓器的變比反射到初級繞組上的電壓.直流總線電壓、漏感尖峰電壓以及VOR決定了峰值漏極電壓.

6.3噪音的抑制

在LinkSwitch-LP中使用的周期跳頻模式能使變壓器產生音頻噪音.為抑制噪音,應將變壓器的峰值磁芯磁通密度設計在低于1500高斯(150mT)之下.

按照設計指南使用標準的浸漬清漆變壓器制造技術,就能夠消除噪音.不推薦真空浸漬的變壓器,因為相對于清漆浸漬來講其效果并不明顯.盡管真空浸漬具有提高變壓器分布電容的好處(對無箝位設計有所幫助),它同樣會擾亂變壓器結構設計的電氣效果,尤其是在使用了屏蔽繞組情況下.更高的磁通密度也是可行的,這樣可以如上表2所示,提高了變壓器輸出功率的能力.然而必須仔細對變壓器噪音進行評估,最好在設計確認前使用生產過程中的變壓器樣品進行測試.

在箝位電路中使用象Z5U介質的陶瓷電容同樣會產生噪音.在這種情況下,嘗試使用其他不同介質材料或結構的電容,例如薄膜型電容.

6.4偏置繞組反饋

要在偏置繞組反饋設計中實現最佳的輸出穩壓精度,應使用一個慢速二極管例如1N400x系列作為整流.它會有效抑制漏感尖峰,從而提高反饋精度.而在使用快恢復時間二極管時,漏感尖峰會引起誤差,造成穩壓精度下降.在無箝位電路的設計中必須要使用慢速二極管.
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俺以前用過PI的LINKSWITCH305,306,500感覺不錯,價格有待繼續降低.

價格還可以,品質,穩定性能好

請大家留好建議,多謝!