關鍵是其中磁芯和骨架的選擇,我不太明白資料里的那些參數,我就直接按算出的AeAw值去分別對著找磁芯的Ae值和骨架的Aw值的,還望各位不吝賜教
輸入48v(36-60v),輸出5v*3A
設效率G= 75% , 最大占空比Dmax = 0.4, 頻率f =50KHZ
峰值電流計算:
因為只有15W的功率,所以選擇電感電流不連續的方式,則原邊峰值電流
IP=2 P0/(G*Vin*D)=2.8A
初級電感量Lp = DMax* V inDCMin /f s*△Ip
得Lp 為0.116mH.
選擇TDK的鐵氧體磁芯PC40,其溫升100攝氏度時飽和磁通密度為390mT,取工作Bmax為200mT
AeAw=(Lp* Ip22 * 104/Bw*K0 *Kj)1.14
Bw =0.2,K0 =0.4;Kj=395A/cm2 ;
AeAw= 0.24
選擇PC40EE40-G的磁芯和BE30-1110CPFR的骨架,其AeAw=1.09*0.445=0.48
大于0.24,且留有了足夠余量.
Lg=0.4Л* LP*IP2/AE*BMAX2 =0.026cm
變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=14.89匝,取整15匝
自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=10.625, 取整11匝
5V次級繞組匝數L3= L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=3.75, 取整4匝
采用電流密度為400c.m./A的銅線,
初級 400*2.8=1120 c.m.
自饋繞組 400*1=400 c.m.
次級繞組 400*3=1200 c.m.
對應線號和線徑為:
DL1=0.933mm線號為AWG19
DL2=0.58mm線號為AWG24
DL3=0.933mm線號為AWG19
為避免趨膚效應,防止變壓器過熱,將L1和L3采用三股并繞,用AWG24號線繞.
大家幫我看一下,用TDK磁芯設計的變壓器正確嗎?
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@qaz33510
你可以算一算臨界的Lp值Lc=K^2/2.Pin.f,K=[Vin.n.(Vo+Vd)]/[Vin+n.(Vo+Vd)],Lp必須小于Lc,否則便進入CCM模式,注意繞制的Lp可能有5%誤差,頻率f也有5%(?)誤差,這都要考慮進去.最簡單的修正辦法,是把L乘以一個修正因子,比如0.9之類.不過話又說回來,你用整機效率75%來計算變壓器的參數,無形中已經等于加了裕量,用不用修正,你得自己看看.
我第一次做變壓器啊,什么都是重頭開始,多謝大哥的指點啊,小妹我感激不盡呵呵,我還想知道我的磁心和骨架選型是否正確,因為我看TDK的磁鋅材料,不知道是不是選一個型號的磁心然后隨便選一個骨架啊,只要他們的AeAw值符合要求就行了嗎?我 想應該不是隨便選的吧?但又不知道怎么選
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@qaz33510
又或用骨架的Aw,則Ku要適當調大至0.5,0.6之類.
Ip=2 P0/(G*Vin*D)=2.8A
初級電感量Lp = Dmax* V inDCMin /fs*△Ip
得Lp 為0.116mH.
選擇TDK的鐵氧體磁芯PC40
其溫升100攝氏度時飽和磁通密度為390mT,取工作Bmax為200mT
AeAw=(Lp* Ip22 * 104/Bw*K0 *Kj)1.14
Bw =0.2,K0 =0.4;Kj=395A/cm2 ;
AeAw= 0.24
選擇PC40EE20/20/5的磁芯,(小功率是罐型更合適,但是EE型材料價格便宜,而且比較普遍,因此也選擇一個罐型的鐵芯,選PQ罐型鐵芯)
EE型鐵心:
其AeAw=0.31*1.01=0.31cm4, Ae=0.31cm2
大于0.24,且留有了余量.
計算氣隙
Lg=0.4Л* Lp*Ip2/Ae*Bmax2 =0.092cm
變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=52.38匝,取整53匝.
自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=37.54, 取整38匝.
5V次級繞組匝數L3= L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=13.25, 取整14匝.
罐型鐵芯
選擇PC40PQ26/20G-12 鐵心
其AeAw=1.19*0.307=0.365 cm4, Ae=1.19cm2
Lg=0.4Л* Lp*Ip2/Ae*Bmax2 =0.024cm
變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=.13.64匝,取整14匝.
自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=9.9, 取整10匝.
5V次級繞組匝數L3= L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=3.5, 取整4匝.
采用電流密度為400c.m./A的銅線(依據:電流密度根據通過的電流,損耗以及溫升來選取,一般來說小功率變壓器的體積與大功率變壓器比起來相對的散熱面積大,所以可以選取大的電流密度,但是電流密度大,導線細,又造成了電阻較大,造成變壓器空載和負載的電壓變化大,實際應用中應綜合各方面考慮,400c.m./A是借鑒的別人的數據.)
初級 400*2.8=1120 c.m.
自饋繞組 400*1=400 c.m.
次級繞組 400*3=1200 c.m.
對應線號和線徑為:
DL1=0.933mm線號為AWG19
DL2=0.58mm線號為AWG24
DL3=0.933mm線號為AWG19
為避免趨膚效應,(其實是為了減小渦流,導體橫截面大了,電流大都只在導體表面流過)為防止變壓器過熱,將導線橫截面減小,L1和L3采用三股并繞,用AWG24號線繞.
變壓器原理圖
EE型
罐型
變壓器結構俯視圖
EE型
罐型
變壓器一般的繞線有兩種繞法,順序法和夾層法(即三明治法),順序繞法的漏感較大,但是耦合電容小,夾層法漏感較小(初級與次級有兩個接觸面,加大了初次級間的耦合),但是耦合電容大.另外還有一種設計方法是加繞屏蔽繞組.以減低漏感和輻射.
漏感在電路的性能方面有著很大的影響,所以我們大多采用夾層繞法,以減小漏感,這樣繞制出的漏感能控制在3%左右,最大不超過5%.
先繞初級的1/2,然后繞次級,再繞初級剩下的1/2,最后繞自饋繞組,一律居中繞線,并加邊膠帶,每層間用兩層隔離膠帶.
不知道說的對不對,你看選的工作磁通可以嗎?你有TDK資料嗎?我想你幫我看看磁心選擇是否正確,我是按你說的按磁心算的窗口面積,反正反正不管怎么說,您要是有TDK資料幫我看一下才好呢:)
初級電感量Lp = Dmax* V inDCMin /fs*△Ip
得Lp 為0.116mH.
選擇TDK的鐵氧體磁芯PC40
其溫升100攝氏度時飽和磁通密度為390mT,取工作Bmax為200mT
AeAw=(Lp* Ip22 * 104/Bw*K0 *Kj)1.14
Bw =0.2,K0 =0.4;Kj=395A/cm2 ;
AeAw= 0.24
選擇PC40EE20/20/5的磁芯,(小功率是罐型更合適,但是EE型材料價格便宜,而且比較普遍,因此也選擇一個罐型的鐵芯,選PQ罐型鐵芯)
EE型鐵心:
其AeAw=0.31*1.01=0.31cm4, Ae=0.31cm2
大于0.24,且留有了余量.
計算氣隙
Lg=0.4Л* Lp*Ip2/Ae*Bmax2 =0.092cm
變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=52.38匝,取整53匝.
自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=37.54, 取整38匝.
5V次級繞組匝數L3= L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=13.25, 取整14匝.
罐型鐵芯
選擇PC40PQ26/20G-12 鐵心
其AeAw=1.19*0.307=0.365 cm4, Ae=1.19cm2
Lg=0.4Л* Lp*Ip2/Ae*Bmax2 =0.024cm
變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=.13.64匝,取整14匝.
自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=9.9, 取整10匝.
5V次級繞組匝數L3= L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=3.5, 取整4匝.
采用電流密度為400c.m./A的銅線(依據:電流密度根據通過的電流,損耗以及溫升來選取,一般來說小功率變壓器的體積與大功率變壓器比起來相對的散熱面積大,所以可以選取大的電流密度,但是電流密度大,導線細,又造成了電阻較大,造成變壓器空載和負載的電壓變化大,實際應用中應綜合各方面考慮,400c.m./A是借鑒的別人的數據.)
初級 400*2.8=1120 c.m.
自饋繞組 400*1=400 c.m.
次級繞組 400*3=1200 c.m.
對應線號和線徑為:
DL1=0.933mm線號為AWG19
DL2=0.58mm線號為AWG24
DL3=0.933mm線號為AWG19
為避免趨膚效應,(其實是為了減小渦流,導體橫截面大了,電流大都只在導體表面流過)為防止變壓器過熱,將導線橫截面減小,L1和L3采用三股并繞,用AWG24號線繞.
變壓器原理圖
EE型
罐型
變壓器結構俯視圖
EE型
罐型
變壓器一般的繞線有兩種繞法,順序法和夾層法(即三明治法),順序繞法的漏感較大,但是耦合電容小,夾層法漏感較小(初級與次級有兩個接觸面,加大了初次級間的耦合),但是耦合電容大.另外還有一種設計方法是加繞屏蔽繞組.以減低漏感和輻射.
漏感在電路的性能方面有著很大的影響,所以我們大多采用夾層繞法,以減小漏感,這樣繞制出的漏感能控制在3%左右,最大不超過5%.
先繞初級的1/2,然后繞次級,再繞初級剩下的1/2,最后繞自饋繞組,一律居中繞線,并加邊膠帶,每層間用兩層隔離膠帶.
不知道說的對不對,你看選的工作磁通可以嗎?你有TDK資料嗎?我想你幫我看看磁心選擇是否正確,我是按你說的按磁心算的窗口面積,反正反正不管怎么說,您要是有TDK資料幫我看一下才好呢:)
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@花旦
Ip=2P0/(G*Vin*D)=2.8A初級電感量Lp=Dmax*VinDCMin/fs*△Ip得Lp為0.116mH.選擇TDK的鐵氧體磁芯PC40其溫升100攝氏度時飽和磁通密度為390mT,取工作Bmax為200mTAeAw=(Lp*Ip22*104/Bw*K0*Kj)1.14Bw=0.2,K0=0.4;Kj=395A/cm2;AeAw=0.24選擇PC40EE20/20/5的磁芯,(小功率是罐型更合適,但是EE型材料價格便宜,而且比較普遍,因此也選擇一個罐型的鐵芯,選PQ罐型鐵芯)EE型鐵心:其AeAw=0.31*1.01=0.31cm4,Ae=0.31cm2大于0.24,且留有了余量.計算氣隙Lg=0.4Л*Lp*Ip2/Ae*Bmax2=0.092cm變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=52.38匝,取整53匝.自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=37.54,取整38匝.5V次級繞組匝數L3=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=13.25,取整14匝.罐型鐵芯選擇PC40PQ26/20G-12鐵心其AeAw=1.19*0.307=0.365cm4,Ae=1.19cm2Lg=0.4Л*Lp*Ip2/Ae*Bmax2=0.024cm變壓器初級匝數L1=(Lp*Ip)*104/(Ae*Bmax)=.13.64匝,取整14匝.自饋電繞組匝數L2=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=9.9,取整10匝.5V次級繞組匝數L3=L1(Vout+Vd)(1-Dmax)/(Vmin*Dmax)=3.5,取整4匝.采用電流密度為400c.m./A的銅線(依據:電流密度根據通過的電流,損耗以及溫升來選取,一般來說小功率變壓器的體積與大功率變壓器比起來相對的散熱面積大,所以可以選取大的電流密度,但是電流密度大,導線細,又造成了電阻較大,造成變壓器空載和負載的電壓變化大,實際應用中應綜合各方面考慮,400c.m./A是借鑒的別人的數據.)初級 400*2.8=1120c.m.自饋繞組400*1=400c.m.次級繞組400*3=1200c.m.對應線號和線徑為:DL1=0.933mm線號為AWG19DL2=0.58mm線號為AWG24DL3=0.933mm線號為AWG19為避免趨膚效應,(其實是為了減小渦流,導體橫截面大了,電流大都只在導體表面流過)為防止變壓器過熱,將導線橫截面減小,L1和L3采用三股并繞,用AWG24號線繞.變壓器原理圖EE型罐型變壓器結構俯視圖EE型罐型變壓器一般的繞線有兩種繞法,順序法和夾層法(即三明治法),順序繞法的漏感較大,但是耦合電容小,夾層法漏感較小(初級與次級有兩個接觸面,加大了初次級間的耦合),但是耦合電容大.另外還有一種設計方法是加繞屏蔽繞組.以減低漏感和輻射.漏感在電路的性能方面有著很大的影響,所以我們大多采用夾層繞法,以減小漏感,這樣繞制出的漏感能控制在3%左右,最大不超過5%.先繞初級的1/2,然后繞次級,再繞初級剩下的1/2,最后繞自饋繞組,一律居中繞線,并加邊膠帶,每層間用兩層隔離膠帶.不知道說的對不對,你看選的工作磁通可以嗎?你有TDK資料嗎?我想你幫我看看磁心選擇是否正確,我是按你說的按磁心算的窗口面積,反正反正不管怎么說,您要是有TDK資料幫我看一下才好呢:)
EE20/20/5我算出來的Aw=(E-D)*F=50.7mm2,Ae=31mm2,AeAw才0.157cm4,不能用.要用大點的如EE25/19,其Ae=40mm2,Aw=78mm2,AeAw=0.31cm4.
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@jiangtiangui11
我有一27w的,請問是用連續好還是斷續好?
我偏向于斷模式,灌下水吧,書上COPY的,你看一下吧．呵呵在連續工作方式下,穩定的直流輸出電壓調整方便,Q 導通的初始電流不為零,電流變化的斜率d i/d t較小,相應充磁結束時的峰值電流也小,因此Q導通時的損耗就小,降低了對Q 的要求,這就需要TR 初、次級繞組的電感量相對大一些,其結果會使各個繞組的圈數較多,變壓器體積較大,分布電容和漏感也相對大一些. 特別是由于PN 結存在反向恢復時間trr ,這種連續工作方式下,在toff 結束時刻,次級整流二極管放電電流不為零,它由正向導通變為反向截止,是由Q 重新導通使得TR 各個繞組自感電動勢極性翻轉而造成的,所以會有功率開關管Q與次級整流二極管D 同時導通的期間,電流在TR的初、次級流動,形成一個電流交叉區,增加了額外損耗;同樣在ton 結束時刻,功率開關管的柵極激勵已經消失,Q 由導通轉為關斷,同時次級整流二極管由截止變為導通,這也會形成一個短暫期間的電流交叉區,也會增加損耗. 最嚴重的是這種工作方式下,TR 存在剩磁Br ,理論上應該保證每一個周期結束時磁通都恢復為Φ0 ,但是實際由于磁芯存在鐵損,線圈銅線繞組存在銅損,不可避免會由于溫度的升高可能使得Φ0 發生偏移,其結果可能使磁通不能復位,很快就會使磁通變化進入非線性區域,電感量減小,電流值增大,形成惡性循環,最終導致開關電源損壞. 當利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,復平面的右半平面有一個零點,很容易造成系統不穩定. 因此作為一般的單端反激式隔離開關電源,很少有人采用這種連續工作方式.
(2) 非連續工作方式下,在Q 開始導通時由于變壓器剩磁為零,因此初級繞組初始電流為零,電流變化的斜率d i/d t較大,同樣峰值電流相應較大,因此Q的損耗就大,但是TR 初、次級繞組的電感量相對小一些,線圈的圈數較少,變壓器體積、分布電容和漏感就小. 這種工作方式的優點比較多,首先是在toff結束之前次級整流二極管已經截止,Q 重新導通的瞬間不會形成電流交叉區,因此損耗明顯減小. 其次,由于在每個周期結束時,磁芯的剩磁為零(即磁通也為零) ,絕對保證了磁通復位,磁通變化呈現重復性,也適合長時間在溫度波動的惡劣環境下工作.雖然這種方式直流輸出電壓Uo 的大小與輸入電壓Ei 及負載RL 的變化有關,但是只要保證在直流輸出端不開路(可以是負載電路本身或假負載) ,利用這種電路形式對輸入電壓或負載電流的突然變化反映迅速的特點,采用穩定性很好的雙環路反饋(輸出直流電壓隔離取樣反饋外環路與初級繞組充磁峰值電流取樣反饋內環路) 控制系統,就可以在每一個周期時間內對前一個周期對應的直流輸出電壓值和初級繞組充磁峰值電流值,通過開關電源的脈沖寬度調制(PWM) 器,迅速地調整脈沖占空比,達到使輸出的直流電壓穩定的目的. 同樣利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,使系統的零、極點全部在復平面的左半平面內,系統十分穩定. 但是這種方式的開關電源對各個元器件的參數要求較高,Q 允許的峰值電流應該是前者的2~3 倍,耐壓值也要比前者高許多,為了防止出現磁通飽和還需要對TR 的磁芯進行精細的氣隙研磨處理,由于功率開關管關斷的瞬間會有一個較大的瞬態峰值電壓脈沖,需要一個DLC 網絡來吸收,這類電源充磁電流的d i/d t較大,會在直流負載的地線上形成比較大的尖峰噪聲,為此需要較大的濾波電容,同時還要對電路的布線作精細的處理,為了減小銅損要求TR 繞組采用多股導線并聯繞制形式,要在考慮電磁兼容性問題時對電源的屏蔽等方面需要,增加一些措施.
雖然非連續工作方式的單端反激式隔離開關電源對元器件的參數指標及一些技術處理要求較高,但是與連續工作方式比較起來,它的優點更多,尤其是其可靠性和穩定性要遠遠高于后者. 隨著開關電源技術的成熟和與之配套的元器件的技術指標的不斷提高,實際上目前絕大多數單端反激式隔離開關電源都采用非連續工作方式.
(2) 非連續工作方式下,在Q 開始導通時由于變壓器剩磁為零,因此初級繞組初始電流為零,電流變化的斜率d i/d t較大,同樣峰值電流相應較大,因此Q的損耗就大,但是TR 初、次級繞組的電感量相對小一些,線圈的圈數較少,變壓器體積、分布電容和漏感就小. 這種工作方式的優點比較多,首先是在toff結束之前次級整流二極管已經截止,Q 重新導通的瞬間不會形成電流交叉區,因此損耗明顯減小. 其次,由于在每個周期結束時,磁芯的剩磁為零(即磁通也為零) ,絕對保證了磁通復位,磁通變化呈現重復性,也適合長時間在溫度波動的惡劣環境下工作.雖然這種方式直流輸出電壓Uo 的大小與輸入電壓Ei 及負載RL 的變化有關,但是只要保證在直流輸出端不開路(可以是負載電路本身或假負載) ,利用這種電路形式對輸入電壓或負載電流的突然變化反映迅速的特點,采用穩定性很好的雙環路反饋(輸出直流電壓隔離取樣反饋外環路與初級繞組充磁峰值電流取樣反饋內環路) 控制系統,就可以在每一個周期時間內對前一個周期對應的直流輸出電壓值和初級繞組充磁峰值電流值,通過開關電源的脈沖寬度調制(PWM) 器,迅速地調整脈沖占空比,達到使輸出的直流電壓穩定的目的. 同樣利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,使系統的零、極點全部在復平面的左半平面內,系統十分穩定. 但是這種方式的開關電源對各個元器件的參數要求較高,Q 允許的峰值電流應該是前者的2~3 倍,耐壓值也要比前者高許多,為了防止出現磁通飽和還需要對TR 的磁芯進行精細的氣隙研磨處理,由于功率開關管關斷的瞬間會有一個較大的瞬態峰值電壓脈沖,需要一個DLC 網絡來吸收,這類電源充磁電流的d i/d t較大,會在直流負載的地線上形成比較大的尖峰噪聲,為此需要較大的濾波電容,同時還要對電路的布線作精細的處理,為了減小銅損要求TR 繞組采用多股導線并聯繞制形式,要在考慮電磁兼容性問題時對電源的屏蔽等方面需要,增加一些措施.
雖然非連續工作方式的單端反激式隔離開關電源對元器件的參數指標及一些技術處理要求較高,但是與連續工作方式比較起來,它的優點更多,尤其是其可靠性和穩定性要遠遠高于后者. 隨著開關電源技術的成熟和與之配套的元器件的技術指標的不斷提高,實際上目前絕大多數單端反激式隔離開關電源都采用非連續工作方式.
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@花旦
我偏向于斷模式,灌下水吧,書上COPY的,你看一下吧．呵呵在連續工作方式下,穩定的直流輸出電壓調整方便,Q導通的初始電流不為零,電流變化的斜率di/dt較小,相應充磁結束時的峰值電流也小,因此Q導通時的損耗就小,降低了對Q的要求,這就需要TR初、次級繞組的電感量相對大一些,其結果會使各個繞組的圈數較多,變壓器體積較大,分布電容和漏感也相對大一些.特別是由于PN結存在反向恢復時間trr,這種連續工作方式下,在toff結束時刻,次級整流二極管放電電流不為零,它由正向導通變為反向截止,是由Q重新導通使得TR各個繞組自感電動勢極性翻轉而造成的,所以會有功率開關管Q與次級整流二極管D同時導通的期間,電流在TR的初、次級流動,形成一個電流交叉區,增加了額外損耗;同樣在ton結束時刻,功率開關管的柵極激勵已經消失,Q由導通轉為關斷,同時次級整流二極管由截止變為導通,這也會形成一個短暫期間的電流交叉區,也會增加損耗.最嚴重的是這種工作方式下,TR存在剩磁Br,理論上應該保證每一個周期結束時磁通都恢復為Φ0,但是實際由于磁芯存在鐵損,線圈銅線繞組存在銅損,不可避免會由于溫度的升高可能使得Φ0發生偏移,其結果可能使磁通不能復位,很快就會使磁通變化進入非線性區域,電感量減小,電流值增大,形成惡性循環,最終導致開關電源損壞.當利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,復平面的右半平面有一個零點,很容易造成系統不穩定.因此作為一般的單端反激式隔離開關電源,很少有人采用這種連續工作方式.(2)非連續工作方式下,在Q開始導通時由于變壓器剩磁為零,因此初級繞組初始電流為零,電流變化的斜率di/dt較大,同樣峰值電流相應較大,因此Q的損耗就大,但是TR初、次級繞組的電感量相對小一些,線圈的圈數較少,變壓器體積、分布電容和漏感就小.這種工作方式的優點比較多,首先是在toff結束之前次級整流二極管已經截止,Q重新導通的瞬間不會形成電流交叉區,因此損耗明顯減小.其次,由于在每個周期結束時,磁芯的剩磁為零(即磁通也為零),絕對保證了磁通復位,磁通變化呈現重復性,也適合長時間在溫度波動的惡劣環境下工作.雖然這種方式直流輸出電壓Uo的大小與輸入電壓Ei及負載RL的變化有關,但是只要保證在直流輸出端不開路(可以是負載電路本身或假負載),利用這種電路形式對輸入電壓或負載電流的突然變化反映迅速的特點,采用穩定性很好的雙環路反饋(輸出直流電壓隔離取樣反饋外環路與初級繞組充磁峰值電流取樣反饋內環路)控制系統,就可以在每一個周期時間內對前一個周期對應的直流輸出電壓值和初級繞組充磁峰值電流值,通過開關電源的脈沖寬度調制(PWM)器,迅速地調整脈沖占空比,達到使輸出的直流電壓穩定的目的.同樣利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,使系統的零、極點全部在復平面的左半平面內,系統十分穩定.但是這種方式的開關電源對各個元器件的參數要求較高,Q允許的峰值電流應該是前者的2~3倍,耐壓值也要比前者高許多,為了防止出現磁通飽和還需要對TR的磁芯進行精細的氣隙研磨處理,由于功率開關管關斷的瞬間會有一個較大的瞬態峰值電壓脈沖,需要一個DLC網絡來吸收,這類電源充磁電流的di/dt較大,會在直流負載的地線上形成比較大的尖峰噪聲,為此需要較大的濾波電容,同時還要對電路的布線作精細的處理,為了減小銅損要求TR繞組采用多股導線并聯繞制形式,要在考慮電磁兼容性問題時對電源的屏蔽等方面需要,增加一些措施.雖然非連續工作方式的單端反激式隔離開關電源對元器件的參數指標及一些技術處理要求較高,但是與連續工作方式比較起來,它的優點更多,尤其是其可靠性和穩定性要遠遠高于后者.隨著開關電源技術的成熟和與之配套的元器件的技術指標的不斷提高,實際上目前絕大多數單端反激式隔離開關電源都采用非連續工作方式.
你都參考的什么資料?
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@花旦
我偏向于斷模式,灌下水吧,書上COPY的,你看一下吧．呵呵在連續工作方式下,穩定的直流輸出電壓調整方便,Q導通的初始電流不為零,電流變化的斜率di/dt較小,相應充磁結束時的峰值電流也小,因此Q導通時的損耗就小,降低了對Q的要求,這就需要TR初、次級繞組的電感量相對大一些,其結果會使各個繞組的圈數較多,變壓器體積較大,分布電容和漏感也相對大一些.特別是由于PN結存在反向恢復時間trr,這種連續工作方式下,在toff結束時刻,次級整流二極管放電電流不為零,它由正向導通變為反向截止,是由Q重新導通使得TR各個繞組自感電動勢極性翻轉而造成的,所以會有功率開關管Q與次級整流二極管D同時導通的期間,電流在TR的初、次級流動,形成一個電流交叉區,增加了額外損耗;同樣在ton結束時刻,功率開關管的柵極激勵已經消失,Q由導通轉為關斷,同時次級整流二極管由截止變為導通,這也會形成一個短暫期間的電流交叉區,也會增加損耗.最嚴重的是這種工作方式下,TR存在剩磁Br,理論上應該保證每一個周期結束時磁通都恢復為Φ0,但是實際由于磁芯存在鐵損,線圈銅線繞組存在銅損,不可避免會由于溫度的升高可能使得Φ0發生偏移,其結果可能使磁通不能復位,很快就會使磁通變化進入非線性區域,電感量減小,電流值增大,形成惡性循環,最終導致開關電源損壞.當利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,復平面的右半平面有一個零點,很容易造成系統不穩定.因此作為一般的單端反激式隔離開關電源,很少有人采用這種連續工作方式.(2)非連續工作方式下,在Q開始導通時由于變壓器剩磁為零,因此初級繞組初始電流為零,電流變化的斜率di/dt較大,同樣峰值電流相應較大,因此Q的損耗就大,但是TR初、次級繞組的電感量相對小一些,線圈的圈數較少,變壓器體積、分布電容和漏感就小.這種工作方式的優點比較多,首先是在toff結束之前次級整流二極管已經截止,Q重新導通的瞬間不會形成電流交叉區,因此損耗明顯減小.其次,由于在每個周期結束時,磁芯的剩磁為零(即磁通也為零),絕對保證了磁通復位,磁通變化呈現重復性,也適合長時間在溫度波動的惡劣環境下工作.雖然這種方式直流輸出電壓Uo的大小與輸入電壓Ei及負載RL的變化有關,但是只要保證在直流輸出端不開路(可以是負載電路本身或假負載),利用這種電路形式對輸入電壓或負載電流的突然變化反映迅速的特點,采用穩定性很好的雙環路反饋(輸出直流電壓隔離取樣反饋外環路與初級繞組充磁峰值電流取樣反饋內環路)控制系統,就可以在每一個周期時間內對前一個周期對應的直流輸出電壓值和初級繞組充磁峰值電流值,通過開關電源的脈沖寬度調制(PWM)器,迅速地調整脈沖占空比,達到使輸出的直流電壓穩定的目的.同樣利用拉普拉斯變換確定系統傳遞函數時,使系統的零、極點全部在復平面的左半平面內,系統十分穩定.但是這種方式的開關電源對各個元器件的參數要求較高,Q允許的峰值電流應該是前者的2~3倍,耐壓值也要比前者高許多,為了防止出現磁通飽和還需要對TR的磁芯進行精細的氣隙研磨處理,由于功率開關管關斷的瞬間會有一個較大的瞬態峰值電壓脈沖,需要一個DLC網絡來吸收,這類電源充磁電流的di/dt較大,會在直流負載的地線上形成比較大的尖峰噪聲,為此需要較大的濾波電容,同時還要對電路的布線作精細的處理,為了減小銅損要求TR繞組采用多股導線并聯繞制形式,要在考慮電磁兼容性問題時對電源的屏蔽等方面需要,增加一些措施.雖然非連續工作方式的單端反激式隔離開關電源對元器件的參數指標及一些技術處理要求較高,但是與連續工作方式比較起來,它的優點更多,尤其是其可靠性和穩定性要遠遠高于后者.隨著開關電源技術的成熟和與之配套的元器件的技術指標的不斷提高,實際上目前絕大多數單端反激式隔離開關電源都采用非連續工作方式.
根據斷續設計出來的電感是一定值吧此時krp=1,但很難做到繞完變壓器后初級的電感值就等于你原來的計算值啊,如果電感大一點的話,那不又使電源進入了連續的狀態嗎(即相當于krp<1計算的電感值的情況)?
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