在調(diào)試做一個反激輔助電源時測得VDS電壓波形，發(fā)現(xiàn)波形有2處震蕩，很是好奇，來一起學習分析一下。

1）關(guān)斷瞬間VDS電壓震蕩

2）關(guān)斷階段Lp存儲能量釋放時VDS電壓震蕩

反激變換器工作原理簡圖：

   反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式各有優(yōu)缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關(guān)特性，次級整流二極管零電流關(guān)斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復的問題。此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應(yīng)力。本處應(yīng)用是做輔助源，工作電流較小，因此反激處于DCM模式。

MOS 管關(guān)斷時漏極電壓波形示意如下：

當MOS關(guān)斷時，初級電流Id在短時間內(nèi)為MOS的Coss（即Cgd+Cds）充電，當Coss兩端的電壓VDS超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和Vin+nVo（二極管D開通時變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓）時，次級二極管導通，初級電感Lp兩端的電壓被鉗位至nVo，因此初級總漏感Lk（Lkp+n*Lks）和Coss之間發(fā)生諧振。

在MOS關(guān)斷階段，二極管D正偏開通，Lp之前存儲的能量釋放到負載端，此時副邊線圈電壓被鉗位等于輸出電壓Vo,經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊，初級電感Lp兩端的電壓被鉗位至nVo。當Lp續(xù)流放電結(jié)束后，二極管D反偏截止，Lp和Coss發(fā)生諧振。

反激變換器在MOS 關(guān)斷的瞬間，由變壓器漏感LLK 與MOS 管的輸出電容造成的諧振尖峰加在MOS 管的漏極，如果不加以限制，MOS 管的壽命將會大打折扣。因此需要采取措施，把這個尖峰吸收掉。

下圖為PI Inno 產(chǎn)品的原理圖，IC內(nèi)部內(nèi)置了功率開關(guān)MOS。

反激變換器設(shè)計中，常用上圖所示的電路作為反激變換器的鉗位吸收電路（RCD鉗位吸收）

由二極管D1、電阻R3、R1和電容C7組成的低成本RCD箝位可在U1內(nèi)的 開關(guān)關(guān)斷的一瞬間立即對U1的峰值漏極電壓進行箝位控制。箝位有助于 耗散存儲在變壓器T1的漏感中的能量。

RClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vclamp 一般比反射電壓Vor 高出50～100V，LLK 為變壓器初級

漏感，以實測為準：

CClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比較合理的：

輸出功率比較小（20W 以下）時，鉗位二極管可采用慢恢復二極管，如1N4007；反之，

則需要使用快恢復二極管。

MOS選型應(yīng)考慮降額使用，對于PI內(nèi)置MOS產(chǎn)品，應(yīng)實際量測VDS波形，查閱手冊留足安全裕量。