額，平時都是只看帖不敢發帖，看了一段時間各位大師的帖子，自己又看了很長一段時間的書，于是為了驗證書上的東西而做了一個推挽。現在想貼上來賺點分……   X﹏X   此推挽只用來看波形…不注重效率等其他參數，但也還好啦，記得當時測試的時候效率最差是72%。   文中有一些紕漏，望各位大師幫我提一下，學生好便于繼續學習改進。  基于SG3525的推挽變換器主要拓撲結構圖：推挽變換器（Push-pullconverter）通常不適用于開關電源離線應用，因為開關元件需要承受的電壓至少為電源電壓的兩倍。變壓器含有抽頭，每半個周期只有一半的繞組在工作，其對原邊繞組的利用率不如橋式變換器，但在低壓情況下應用時優于橋類變換器，原因是在任何時刻都只有一個開關元件與電源和繞組串聯，整個電源加在工作的半個繞組上，對比同功率下的橋類變換器，開關損耗較低。1.參數設計：輸入電壓12V，輸出電壓24V，輸出電流3A額定功率72W,工作頻率50KHz2.設計變壓器：根據磁性元件公司提供的表格，通過查表的方式確定磁芯和工作頻率。確定工作頻率為50KHz，采用EC35磁芯（ECcore），參數：電流密度為4A/mm^2、Bmax=1600G、窗口使用系數為40%，表中給出的最大功率是125.4W。一．計算初級繞組匝數。首先確定功率開關管最大導通時間。當輸出電壓下降時，變換器會增大導通通時間Ton來維持輸出電壓恒定。當輸出電壓達到最小值時Vdcmin，此時導通時間Ton最大。在此情況下，導通時間不能超過開關周期的一半。否則，置位伏秒數將大于復位伏秒數，幾個周期以后，磁芯偏離平衡位置最終趨向飽和，磁滯回線上處于彎曲的部分，此時繞組阻抗變得非常低，大電流將損壞開關管。考慮到一些不穩定的因素例如母線沖擊電壓，器件瞬態參數等等，我們設定開關管導通時間不超過半個周期的80%。這里導通時間的選定是保守的，有一些產品設計甚至逼近50%的占空比。其次是確定峰值磁密，初級匝數與磁通變化量dB成反比，取大的磁通變化量可以減少匝數，較少的匝數意味著可以使用較粗的導線，則給定的磁芯可以承受較大的電流并獲得較大的輸出，還可以減少繞組寄生電容，但磁通變化量取值是有限制的。設選定了較大的dB，由于系統故障、瞬態影響、反饋環延遲等等，從而導致磁芯進入磁滯回線的彎曲部分，導致嚴重的故障。有一點需要提出，隨著頻率的增加，磁芯損耗也會隨之增加；磁通變化量增大，磁芯損耗也會增加。考慮到限制磁芯溫升和諸多方面的因素，此處dB取值也要一定的裕量。（按照權威資料中建議：對于50KHz以下的頻率范圍，較大的磁通變化也不會引起過多的磁芯損耗，則dB=3200G是個很好的值。頻率高于50KHz時，磁芯損耗迅速增加，必須減少峰值磁密，當頻率為100~200KHz時，峰值磁密應該限制在1200G甚至是800G，以使磁芯的溫升在一個合理的范圍內。）現在計算初級匝數：法拉第公式  ，這個式子在很多電源拓撲都是適用的。T=1/f=2*10^-5sVdc=12V（下劃線是指輸入電壓的最小值）Ae=0.843cm2（磁芯的有效橫截面，查閱磁芯型號參數表格）dB=3200G（峰值磁密是1600G，推挽拓撲磁芯工作在一三象限， ±Bmax=1600*2=3200G）上值帶入公式，求得Np=3.262匝，取整為4匝，兩個半初級繞組加起來就是8匝，磁通密度比設定值稍微小一點。計算初級匝數也可以利用這個法拉第定律的量綱式，使用過程中注意單位！N是匝數，V是繞組兩段的電壓（伏特），Ton是最大的導通時間（us），dB是磁通密度（T，1特斯拉等于10000高斯），Ae是磁芯有效截面積（mm2）二．計算次級的匝數。在推挽拓撲中，所有次級繞組的脈沖寬度都相同，均由主輸出回路的負反饋控制電路決定。此設計中只有一組輸出，無輔助輸出。功率開關管導通期間，設開關管導通壓降是1V，則對應該半邊的初級繞組兩端電壓是（Vdc-1）伏。由變壓器基本公式：輸出二極管采用肖特基二極管，導通壓降Vd是0.5V，由此得到次級電壓最大值：因為輸出整流提供了脈寬可調的平頂方波，所以輸出整流和濾波實現了buck變換器的功能,簡而言之此輸出濾波就是個buck變換器，Buck變換器的輸出電壓公式是：因為一個周期內整流輸出兩個平頂方波：則（Ton/T）是2倍的，最終計算輸出電壓的表達式為：Np是4匝，Vd是0.5V，（2Ton/T）是0.8，Vdc是12V，Vs，即Vo是24V。將值帶入計算，可以得到未知量Ns，即次級匝數Ns=10.909匝，這個匝數是次級工作的半繞組的匝數，因為次級繞組繞制時分成兩部分，10.909*2=21.8181匝，取整匝數為24匝。三．計算初級峰值電流和初級繞組導線線徑。初級電流的大小等于所有次級階梯斜坡電流以各自的匝比折算到初級的電流值加上勵磁電流。在一小節里設定當直流輸入電壓為最小值的時候，此時導通時間最大，占空比最大且為80%。當開關管導通時，初級繞組電流以階梯斜坡形式變化，我們以斜坡中點值為等效的平頂方波幅值Ipft，則輸入功率Pin=Vdc*0.8Ipft，此處取該電源效率為80%（一般情況下都能達到），輸出功率Po=0.8Pin則有：Pin=1.25Po=Vdc0.8IpftPo為72W，設最低電壓輸入為11V，則初級峰值電流Ipft=10.21A。每個初級半繞組在每個半周期里面流過等效Ipft峰值的方波電流，其占空比是0.4，初級電流有效值：Irms=Ipft（√0.4）（rms是指均方根值，AC的有效電壓或電流）帶入數據求得Irms≈6.46A初級繞組線徑選擇：保守選用電流密度為4A/mm2，則初級繞組所需要的單匝導線直徑為D=1.13*√（I÷j）I是電流有效值6.46A，j是電流密度4A/mm2，帶入計算D≈1.436mm[高頻變壓器電流密度一般選用4.5A/mm^2，如果要求不高可以選5A/mm^2，如果溫度環境比較惡劣，然后又是密閉環境應選4A/mm^2，軍工要求則應更低]必須考慮趨膚效應，趨膚深度定義為導體中電流密度減小到導體截面表層電流密度的1/e（自然對數e=0.71828183）或37%處的深度。該公式為：公式可以簡化為:Δ＝K×66.1/√f(mm),f是工作頻率(Hz),K是常數，對銅而言K=1，銅導體的穿透深度（20 ℃）帶入數據f=50000Hz計算的Δ=0.2955mm，為了避免繁瑣的計算，可以查閱表格：50KHz下有效率的載流導線截面是0.2955*2=0.591≈0.6mm，用超過此線徑的導線，導線利用率較低，因為超出的部分通過的電流很少甚至沒有。可以取六根0.6mm（等效一根線截面為1.6956mm^2的漆包線）的漆包線并繞，這樣既提高了導線的利用率也滿足了所需的最低的導線截面。由于我們采用了三明治繞法，即兩半次級繞組夾一層初級繞組，該有效層數是0.5層，鄰近效應影響不大。附上優化Fr率的圖在此電源變壓器中我用了兩根1mm線徑的漆包線并繞（比要求值略低，導線發熱加劇）。