各位大俠知道,反激式多路輸出電源各組間的負載調整率比較差.即,在各組功率不平恒時,各組帶載時電壓波動很大,電壓穩定性不好.
請問各位有沒有好的方法解決此問題?
關于反激式多路輸出電源平恒問題的探討!!!
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@zhlun
怎么沒人說話呀,自己來頂!
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.
理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.
很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢?
原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的; 2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.
改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V 5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.
另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.
很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢?
原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的; 2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.
改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V 5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.
另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
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@zcmfly
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
有道理,謝謝!
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@zcmfly
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
全搬來了,這是一段好東西.
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@zcmfly
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
很詳細,非常感謝!不過,在最后所說的那段:將兩個二極管疊加,這樣如果在兩組同為大電流的情況下,二極管的損耗是相當可觀的,這樣對二極管的要求就高出很多,而且對整機功耗也增加很多,效率下降．
個人拙見,望更多高人來討論．
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@zcmfly
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
這種方法是犧牲效率的,犧牲應力,而且不一定可行的!!
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@zcmfly
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
應該不能只要漏感匹配就可以了吧?那也要穩壓電路吧,
有實際試過嗎?
效果怎么樣?
現在有個電源:
輸入:85-265
輸出:5V/0.7A;12V/0.1A;-12V/0.1A
調整率要求:任何輸入電壓,輸出負載條件下各輸出電壓都是2%．
這種方法可以做到嗎?
有實際試過嗎?
效果怎么樣?
現在有個電源:
輸入:85-265
輸出:5V/0.7A;12V/0.1A;-12V/0.1A
調整率要求:任何輸入電壓,輸出負載條件下各輸出電壓都是2%．
這種方法可以做到嗎?
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@zcmfly
反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V. CMG說的,望笑訥,嘿嘿
經典,經典,多謝,頂起!
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